逆变器设计及并联系统的仿真_逆变器并联系统设计

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第三章 逆变器设计及并联系统的仿真

3.1 逆变器输出滤波参数的设计

逆变器经过PWM调制后，输出端电压含有高次谐波。为得到工频基波，需要合理设计滤波电路，其中LC滤波电路是一种较好较常用的选择。逆变器直流侧到交流侧的变化呈现Buck变换器特性，实际上可以将逆变器看作Buck电路的一种拓扑。其输出滤波电路的电感电容参数基本可以按照Buck电路进行设计。3.1.1 滤波电感的设计

滤波电感之所以能提高输出波形的质量，原因在于高次谐波大部分都降在滤波电感两端。故滤波电感的高频阻抗不能太小，而阻抗与滤波电感的电感值和通过它的谐波频率有关，因此滤波电感的电感值不能太小。电感值越大，通过它的电流的波动度就越小。然，电感值的大小与电感体积成正比，体积又与材料价格成正比。此外电感值大会引起动态响应时间变长。所以滤波电感值的选取需要综合考虑。

输出滤波器的电流纹波决定了电感的最小值，电流纹波一般取额定工作时电流峰值的15%~20%。本文设计取电感电流相对波动度为20%。输出电压为220V，功率为3.5kW，逆变器的效率设计为97%，则有：

ILmaxPout-max35000.23.28A

(3-1)

Uout2200.97式中，IL为纹波电流，为电感电流波动度，Pout为逆变器输出功率，Uout为逆变器输出电压有效值，为逆变器输出效率。

定义L为滤波电感，UDC为直流母线电压，uo为交流输出电压瞬时值，Dt表示开关管的占空比，fs为开关频率。则有：

ILUDC-uotDt

(3-2)Lfs由于开关频率远大于工作频率50Hz，故有：

uotDtUDC1Dt0

(3-3)从而占空比为：

Dt将式（3-4）代入式（3-2）得：

uot

(3-4)UDCIL所以，当uotUDC-uotuot

(3-5)LfsUDCUDC，纹波电流有最大值为： 2ILmaxUDC

(3-6)4Lfs直流侧电压UDC700V，开关频率fs20kHz，ILmax3.28A，得：

LUDC7002.67mH

(3-7)=

4fsILmax4200003.28仿真中取电感为10mH。3.1.2 滤波电容的设计

对于电容而言，当容值确定后，谐波频率越高，越容易通过电容。电容表现出通高频阻低频的特性。在低通滤波器中，电容并联在输出端口，将高次谐波短路。滤波电容越大，滤除的谐波越多，输出电压越平滑，其纹波系数越小。但是电容越大，会增加逆变器的无功负担。所以滤波电容的选取原则是，保证输出纹波满足要求的情况下取其最小值。

对于低通滤波器而言，高于其谐振频率的高次谐波将以40dB/decade衰减，设计其谐振频率为10~20倍的基波频率，本文取值15。

C1L2fn15

2(3-8)式中fn50Hz为基波频率。由上式可求得C9F，仿真系统中取C10F。

3.2 电压和电流双闭环设计

逆变器电源一般应用于对电能质量要求较高的场合，需要控制系统具有较快的动态响应速度。本文采用电压电流双闭环控制，电流内环可以快速抑制负载扰动，且具有较快的动态效应和抗噪声干扰能力，提高系统的动态性能。电压外环控制可以改善输出电压的波形，使系统具有较高的输出精度。

双闭环控制的工作原理：输出电压与经过下垂控制计算得到的参考电压相比较，得到的误差信号经过电压外环PI调节器调节后得到电流的参考信号，电流参考信号与输出电感电流的信号做差，在经过PI调节器作用得到PWM的调制信号。调制信号经过PWM发生器得到驱动逆变器的功率管的PWM信号。

1RioUrefi11GvrefGiVinLsiLCsUorL

图3-1 逆变器双闭环结构简化图

其中，电压环PI调节器和电流环PI调节器分别为：

GvKvpKviGiKipKii

1(3-9)s1

(3-10)s3.2.1 电压外环的设计

对电压外环PI调节器进行设计时，我们认为滤波电感电流已经成功地跟踪了电压环输出的参考电流。为此再设计电压外环时可将电流环认为是一个比例系数为1的比例环节，因此电压外环可简化如下：

UrefGv1UoRRCs1

图3-2 电压环控制结构简化图

由上文分析可知：C10F，L10mH，取负载R13.83。PI调节器的开环传递函数为：

RKvpKvi10KvpKvi

(3-11)G1s242RCs|s10ss输出电压的基波频率为50Hz的工频电压，电压环响应速度比电流环慢，设计PI调节器时，将其转折频率选为100的工频。则有：

Kvi5000

(3-12)Kvp为避免调节器对低频信号产生较大的衰减，补偿后的系统传递函数的剪切频率应该远大于工频，为此文中选取剪切为500Hz，则有：

10KvpsKvi104s2j25001

(3-13)由（3-12）和（3-13）解得：

Kvp0.103，Kvi517.58

经过实际仿真调整，得：

Kvp0.0337，Kvi27

所以，电压外环PI调节器为：

GvKvpKvi110.033727

(3-14)3.2.2 电流内环的设计

电流环的设计必须保证电流闭环具有较好的稳定性，同时具有较好的动态响应和抗噪声干扰能力。电流环输出量是电感电流。在电流环中本文采用比例积分调节器，系统阶次不变而且不增加相角延迟，便于电压环的设计。下图为电流闭环简化框图。irefGimVin1LsrLiLUo

图3-3 电流内环结构简化图

由于电压内环比电压外环的反应速度快，及其积分系数要比电压外环小很多，因此不妨设电流环PI调节器传递函数的转折频率为500Hz。

Kii500

(3-15)Kip由于电压外环的积分时间小，即电压外环的积分系数远大于电流内环积分系数，故：

Tii1KiiKvi271

(3-16)Tvi1KviKiiKii由（3-15）和（3-16）并结合仿真调试，求得：

Kii5，Kip0.01

所以电流环的PI调节器为：

GiKipKii0.01

5(3-17)s

3.3 逆变器并联系统的仿真

逆变器并联系统若能稳定工作，首先其单机系统应该能够正常稳定工作，下图为单机系统结构图，其控制策略采用上述设计的电压电流双闭环实现。

V11U11VD11V13VD13L11C12Z12Load11 V12VD12V14VD14图3-4 逆变器单机系统结构图

本文使用MATLAB软件，对上述的控制策略进行仿真。仿真模拟过程：开始逆变器空载运行；在0.3s时刻，增加负载至额定功率，逆变器满载运行；在0.7s系统切出负载，空载运行。

仿真结果显示，空载载运行时，逆变器输出电压偏高，偏离额定电压30V左右，在允许范围以内。有空载到满载切换过程中，输出电压跌落至额定电压，负载可以额定状态工作，逆变器额定运行。当再次切出负载时，电压又回升到起始状态。从仿真结果来看，单机系统能够实现空载满载的切换运行。也证明了上述方案可行。

Urms200100000.20.40.6a time(s)0.81500u(t)0-50000.20.40.6b time(s)0.81

图3-5 逆变器电机系统空载满载切换运行

3.3.1并联控制策略的选择

Pulse PWMPI Control2irefPI Control1iL1uref New PQ Droop Control Method PQCalculateSPrefQrefKV11V12V13V14V11U11uC1VD11uC1PCCQ1P1AC BUSV13VD13L11C12Z12Load11V12V14VD12V23VD14PCCV21U22VD21VD23L21C21Z21Load21SAC BUSV22V21V22V23V24VD22V24VD24uC2KuC2PQCalculateP2Q2iL2Pulse PWMPI Control2irefPI Control1urefNew PQ Droop Control Method QrefPref图3-6 改进下垂控制的双机并联系统结构图 逆变器并联运行，最重要的一点就是使各个逆变器在系统中能够实现功率均分，将系统的环流降到最小。本文采用前面介绍的改进PQ下垂控制方法，实现两台逆变器的并联运行。结构如图3-6 3.3.2 仿真及结果分析

双机并联系统仿真模拟两种工作状况：

1、并联系统加载减载过程的模拟

2、两台逆变器并联与独立运行的切换模拟

第一种工作情况的模拟：系统在0.3s时刻，切出部分负载。仿真结果如下列组图所示。

图3-7分别为逆变器1和逆变器2主回路上流过的电流，在0.3s时刻切出部分负载，两台逆变器主回路上的电流均减小。

200-2000.20.40.6a time(s)0.81i1(A)i2(A)200-2000.20.40.6b time(s)0.81

图3-7 两台逆变器主回路电流

图3-8图a是两台逆变器主回路电流，由图a可知其大小和相位基本一致，体现出两台逆变器并联运行时的均流效果。图b是两台逆变器之间的环流，从图中可以看出，在这种控制策略下逆变器之间的环流特别小。

i1 and i2(A)200-2000.20.40.6a time(s)0.050-0.050.10.150.20.40.6b time(s)0.81i1 minus(A)0.10-0.1-0.200.20.020-0.020.80.850.90.81

图3-8 两台逆变器电流比较及并联运行时环流波形

图3-9和图3-10分别是两台逆变器的输出电压和其滤波电感电流波形图。从图3-9可以看出，并联系统减载后，逆变器输出电压有所抬升，都在合理的允许的范围以内。负载减少，逆变器输出功率减少，输出电流也就小，图3-10可以验证这一点。4002000-200-400u1(V)00.20.40.6a time(s)0.81500u2(2)0-50000.20.4b time(s)0.60.81

图3-9 逆变器输出电压

200-2000.20.40.6a time(s)0.81iL1(A)iL2(A)200-2000.20.40.6b time(s)0.81

图3-10 逆变器滤波电感电流

第二种工作情况的模拟：开始，逆变器并联系统正常运行；0.3s时刻，由于某种原因，并联系统进入独立运行状态；0.6s时刻，两台逆变器再次并联运行。

图3-11是两台逆变器主回路电流比较及两台逆变器之间的环流波形。从a图可以看出，在0-0.3s时段和0.6-1s时段是两台逆变器并联运行时段，可以看出

i1 and i2(A)200-2000.20.40.6a time(s)0.80.050-0.050.80.850.91i1 minus i2100.050-0.0500.10.150.2-1000.20.40.6b time(s)0.81

图3-11 两台逆变器主回路电流比较及环流波形 两台逆变器输出电流的幅值、相位和频率基本一致。从b图可以看出这一时段并联系统之间的环流大小基本可以忽略。在0.3s致0.6s期间，两台逆变器独立运行，之间没有能量交换。图b中这一时期的值时没有意义的。由于两台逆变器各自所带负载大小不一致，所以独立运行后，带载重的逆变器Inverter1其输出电流会增加。带载轻的逆变器Inverter2输出电流会减少。结合这三个时段可以看出，本文所用到的改进下垂控制方案确实能够实现并联系统的功率均分、电流均分效应。实现减少并联系统间的环流大小。3.4 本章小结

本章节进行了逆变器滤波器的设计，逆变器控制方案的设计，以及并联系统控制策略的选择，并对单个逆变器以及并联系统进行了仿真。单个逆变器运行时可以实现空载满载之间的切换。多机并联时可以实现功率均分，抑制环流的功能。仿真结果验证了控制方案的可行性。

第四章

结论

本文概述了并联逆变器无互联线控制技术的发展状况及发展前景，针对目前所研究的无互联线并网逆变器的控制技术所存在的局限性做了如下工作：

首先，分析了单台单相逆变器的工作原理，设计了滤波器的电容和滤波电感，完成了电流环和电压环的补偿设计

其次，分析了并联逆变器的环流产生的原因，并且采用修正后的有功功率和无功功率来控制频率和电压（即改进后的PQ下垂控制），可以实现功率均分和抑制环流的作用。

再次，利用MATLAB对所设计的单台单相逆变器进行了仿真，验证了控制方案的可行性。然后，采用两台所设计的单相逆变器进行并联运行，从仿真结果来看，改进PQ下垂控制可以较好地解决功率均匀分配问题，有效地抑制了并联逆变器间的环流。

本文最后，为实现对并联逆变器的软件控制，采用了DSP。从多个方面介绍了DSP及其在并联逆变器运行中功用。设计了DSP的外围电路、信号调理电路、功率开关管的驱动电路以及信号滤波器。最后完成了无互联线逆变器并联系统的DSP控制程序的编写。