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天津科技大学2009届本科生毕业论文 绪论

1.1 引言

随着社会的进步，科技的发展，人们对能源的消耗与日俱增，因此，电力电子变换器的需求量也越来越大，特别是开关变换器。每台计算机、电视、显示器及几乎所有的电能转化为机械能的场合都需使用开关变换器。电力电子技术的发展带动了电源技术的发展，而电源技术的发展又有效地促进了电源产业的发展。八十年代国内高频开关电源只在个人计算机电视机等若干设备上得到应用。由于开关电源在重量、体积、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源和相控电源有显著减少，而且对整机多相指标有良好影响，因此它的应用得到了推广。近年来许多领域，例如电力系统、邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多应用开关电源，取得了显著效益。究其原因，是新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软件（简称五新）不断地出现并应用到开关电源的缘故。五新使开关电源更上一层搂，达到了频率高、效率高、功率密度高、功率因数高、可靠性高（简称五高）。有了五高，开关电源就有更强的竞争实力，应用也更为扩大，反过来又遇到更多问题和更实际的要求。这些问题和要求可归纳为以下五个方面：

（1）能否全面贯彻电磁兼容各项标准？（2）能否大规模稳定生产或快捷单件特殊生产?（3）能否组建大容量电源?（4）电气额定值能否更高（如功率因数）或更低（如输出电压）?（5）能否使外形更加小型化、外形适应使用场所要求? 这五个问题是开关电源能否在更广泛领域应用的关键，是五个挑战。（简称五挑战）把挑战看成开关电源发展的动力和机遇，一向是电源科技工作者的态度。以功率因数为例，AC—DC开关电源或其他电子仪器输入端产生功率因数下降问题，用什么办法来解决?毫无疑问，利用开关电源本身的工作原理来解决开关电源应用中产生的问题是最积极的态度。实践中，用DC—DC开关电源和有源功率因数校正的开关电源，（成本比单机增加20%）：成功解决了这个问题。

现在，又进一步发展成单级有功率因数校正的开关电源，（成本只增加5%）；在三相升压式单开关整流器中减少谐波方法，有人采用注入六次谐波调脉宽控制，抑制住输入电流的五次谐波，解决了电流谐波畸变率小于100k的要求。这样的事例，不断从近年发表的科研论文中反映出来。

开关电源干扰技术及防止电网污染技术以引起国内外专家注意。在21世纪，分布式电源系统的组成将强调“系统集成”、“电力电子封装技术”等。现在新的器件(能低压工作、降压很小)陆续进入市场，因而可得到1V的低压输出和功率

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小到10mW的开关电源、功率密度达5—6W/cm3，为便携装置微型化提供了条件。现在可以用软开关—PWM技术、印刷电路、折叠绕组变压器，可以采用非晶、纳米晶合金软磁材料的铁芯，小功率开关电源整机效率可达到90%，大功率电源可达到95%左右。开关频率以20KHz为下限，几

十、几百倍的提高。体积设备、重量越来越显著下降。外形也可以做成轻、薄、短、小。总之，电源再不是大、粗、笨的设备，而是精致、灵巧可设计成兼有“智慧”的装置了。

九十年代以来，美国、德国等西方国家新建电厂和变电站已全部采用高频开关电源，近几年来，国内开关电源技术已经有了长足的进展，理论、研究、生产、应用等已有相当的成果或规模，采用了有效的均流技术和软开关技术，如大家所熟悉的朝阳电源就是一种较为完善的开关电源，但是，现在的开关电源都是为邮电通讯系统设计的低电压的模块，像电力系统的操作电源所用的220V/110V的电源则研究较少，深圳华为公司的电源模块有用于电力系统的智能型高频开关电源，质量不错，但是，它的三次和五次谐波较大，我们知道谐波对电网有危害作用，大量的谐波分量倒流入电网，造成对电网的谐波“污染”，一方面产生“二次效应”，即电流流过线路阻抗造成谐波电压降，反过来使电网电压也发生畸变；另一方面，会造成电路故障，使用电设备损坏。例如线路和配电变压器过热；谐波电流会引起电网LC谐振，或高次谐波电流流过电网的高压电容，使之过流、过热而爆炸；在三相电路中，中线流过三相三次谐波电流的叠加，使中线过流而损坏。另外，因为它没有采用有源功率因数校正，功率因数较低，只达到0.9，如果采用有效的功率因数校正，功率因数可以达到0.99以上。

而今，电源制造业已成为非常重要的基础产业，并广泛应到农业、能源、交通、运输、信息、航空、航天、航运、国防、教育和文化等领域，其发展趋势为：继续向高频化、高效率、高功率密度化、低压、大电流化和多元化方向发展。现有的电源主要分为线性稳压电源和开关稳压电源。它们的特点各异而被广泛应用。线性稳压电源的优点是稳定性好、可靠性高、输出电压精度高，输出纹波电压小，而它的缺点是重量体积大，电源效率低，一般不会超过50%。线性稳压电源应用于对电源性能要求较高的场合。开关稳压电源的优点是效率高、可靠性和稳定性较好、体积小、重量轻、对供电电网电压的波动不敏感。开关稳压电源存在输出纹波电压较高、瞬变响应较差、对电网和外部电子设备有电磁干扰等缺点。不过，随着开关稳压电源的发展，可以通过技术与工艺来克服其缺点。目前，在小功率电源中，除了对直流输出电压纹波要求极高的场合，开关电源已经全面取代了线性电源；而随着开关电源的迅猛发展，在中大功率的电源中，开关电源也占据了越来越重要的地位。1.2 国内外研究现状

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功率半导体器件是电力电子技术发展的龙头，电力电子技术的进步必须依靠不断推出新型电力电子器件，新型电力电子器件的发展带动了电源的发展。随着新器件、新材料、新工艺的推陈出新，电源技术的发展不断创新，升级换代的电源产品不断涌现。随着电力电子设备的小型化，开关电源也向“轻、小、薄”方向发展，而高频化是实现此方向的关键技术。电源高频化最直接的优点就是降低损耗，系统小型化，加快系统的动态反应，提高效率，有效的抑制噪声污染，并使电源应用于更为广泛的高新技术领域。随着电源工作频率提高，开关电源出现了电磁干扰问题。而电器和电子设备或系统的数量及种类不断增加，使得电磁环境日益复杂。

高频、高效、低压大电流化、标准化是开关电源主要的发展趋势。随着半导体工艺水平提高，芯片的最低启动电压将变为0.6V，但输出电流将朝大电流方向发展。低电压大电流高功率DC/DC（将一种直流电压变换成另一种直流电压的过程）变换技术，已经从3.3V降至1V左右，电流可达几十安至几百安。应用各种软开关技术，可以大大地提高模块在低输出电压时的效率，随着器件性能的改善，电源效率即将达到92%（5V），90%（3.3V），87.5%（2V）。同时，开关电源的性能指标，如纹波、精度、久冲、过冲等技术也得到了进一步提高。日本TDK公司推出的新一代分布式隔离型DC/DC变换器，效率达到95％，功率密度达到236W/in。高频化是开关电源缩小体积的重要技术，由于受到功率铁氧体材料技术及功率器件性能的限制，我国的开关电源与欧美、日本等先进国家还有很大的差距，而且高频化产生的新的问题还有待进一步解决，如开关损耗、无源元件损耗增大、高频寄生参数及高频电磁干扰增大等。

功率器件的发展是电源技术发展的基础。随着开关电源高频化，功率半导体开关器件的寄生参数越来越不容被忽视，对其提出了更高的要求：耐压高、电流大、导通电阻小，恢复速度快。由于金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）具有很快的开关速度，因此开关电源的开关频率可以做得更高，电源体积更小，重量更轻，功率密度更大。目前较先进的MOSFET：电压可达1200V，电流可达60A，频率可达2MHz，导通电阻仅为0.1。提高器件耐压，同时减小导通电阻仍是今后MOSFET的主要研究方向。为了防止漏极耦合过来瞬态高压对MOSFET栅极的冲击，需在栅-源之间并接一个齐纳二极管，但齐纳二极管输出阻抗较高，易产生自激振荡，所以在齐纳二极管与栅级之间串接一个小电阻（5~10）来消除自激振荡。为了减小变压器漏感对MOSFET漏极冲击的尖峰电压，需在漏-源之间并接一个RC缓冲回路。同时，为了减小各种寄生参数对MOSFET的影响，在PCB设计时，尽量减短和加粗连接MOSFET栅、源、漏的导线，以减小导线的寄生电感，避免了寄生电感与寄生电容耦合产生自激振荡而影响MOSFET的工作性能。介绍了一种新颖的超连接的MOSFET，其耐压高达 3

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1100V，导通电阻低，约为54mcm2，可减小系统的功率损耗，此MOSFET可应用于高耐压范围，已经商业化应用，是当今减小导通电阻的研究热点。磁性元件作为开关电源中的功能元件，其体积、重量和损耗在整机中占据相当的比例。据统计，磁性元件的重量一般是变换器总重量的30%~40%，体积占总体积的20%~30%，对于模块化设计的高频开关电源，磁性元件体积、重量所占的比例还会更高。另外，磁性元件还是影响电源输出动态性能和输出纹波的一个重要因素。因此，要提高开关电源的功率密度、效率和输出品质，就应减小磁性元件体积、重量及损耗。目前，市场上DC/DC开关电源中，频率为300KHz左右的开关电源已经实用化，其频率及性能都有待进一步提高。开关电源的发展与半导体及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频磁性元件。开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，电磁干扰越来越严重，而且电源自身的可靠性也大为降低。因此，高频化是开关电源的发展方向，但是高频化后产生的许多新的问题必须期待解决。

开关电源技术发展趋势可以归纳以下四点：

（1）小型化、薄型化、轻量化、高频化，高频化是开关电源的主要发展方向。（2）提高可靠性，提高集成度，增加保护功能，提高平均无故障时间。（3）随着频率提高，开关电源的噪声随之增大，降低噪声也是高频开关电源的研究方向。

（4）用计算机软件进行辅助设计与控制，具有高效、高精度、高经济性和高可靠性的优点，可以使开关电源具有最佳电路结构与最佳工作状况。

开关电源高频化的实现，与磁性元件和半导体功率器件的发展状况有着密切的关系。高频化，就得提高功率开关器件的速度，研制出高频低损耗的磁芯，减小开关器件损耗。总体来说，随着电力电子设备小型化趋势，高频化是开关电源未来的主要发展方向。1.3 本文的研究内容

开关电源是通过电路控制开关管进行高速的导通与截止，将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压。它由主电路和控制电路组成，主电路包括输入EMI滤波电路、输入整流滤波电路、DC-DC变换器、输出整流滤波电路，控制电路包括控制电路、检测电路、保护动作电路、及辅助电源等电路，其中DC-DC变换器是关键环节。输入电网滤波器用来消除来自电网干扰，同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散。输入整流滤波器将电网输入电压进行整流滤波，为变换器提供直流电压。变换器是把直流电压变换成高频交流电压，并且起到将输出部分与输入电网隔离的作用。输出整流滤波器将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的直流电压，同

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时还防止高频噪声对负载的干扰。控制电路则用来检测输出直流电压，并将其与基准电压比较，进行放大，调制振荡器的脉冲宽度，从而控制变换器以保持输出电压的稳定。保护电路是在开关电源发生过电压、过电流短路时，保护电路使开关电源停止工作以保护负载和电源本身。

本课题的技术参数如下：输入为AC176~264V/50Hz，输出为DC50W/12V，输出纹波

本文研究的是小功率的高频开关电源，符合开关电源的发展方向，有助于国内开关电源的发展。论文通过理论联系实际，通过高频开关电源的设计与实验，把理论知识应用于实际工程中，培养了科研能力和创新意识。高频开关电源的工作原理

2.1 基本原理

高频开关电源是将交流输入（单相或三相）电压变成所需的直流电压的装置。基本的隔离式高频开关电源的原理框图如图2-1所示，高频开关电源主要由输入电网滤波器、输入整流滤波器、高频变换器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路、辅助电源等几部分组成。其基本原理是：交流输入电压经电网滤波、整流滤波得到一直流电压，通过高频变换器将直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器隔离变换，输出所需的高频交流电压，最后经过输出整流滤波电路，将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的高质量、高品质的直流电压。

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ACEMI滤波器高频变换器高频变压器DC整流滤波高频整流滤波输出辅助电源PWM调制器控制电路误差比较放大器基准电压电压电流取样电路保护电路

图2-1 开关电源原理方框图

按电力电子习惯称谓：AC-DC称为整流，DC-AC称为逆变，AC-AC称为交流-交流直接变频，DC-DC称为直流-直流变换。广义地说，凡是用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成为另一形态的主电路都叫做开关变换器电路。开关电源就是通过电路控制开关管进行高速的导通与截止，将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压。开关电源主要包括输入电网滤波器、输入整流滤波器、变换器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路。它们的功能是：

1．输入电网滤波器：消除来自电网，如电动机的启动、电器的开关、雷击等产生的干扰，同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散。

2．输入整流滤波器：将电网输入电压进行整流滤波，为变换器提供直流电压。

3．变换器：是开关电源的关键部分。它把直流电压变换成高频交流电压，并且起到将输出部分与输入电网隔离的作用。

4．输出整流滤波器：将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的直流电压，同时还防止高频噪声对负载的干扰。

5．控制电路：检测输出直流电压，并将其与基准电压比较，进行放大。调制振荡器的脉冲宽度，从而控制变换器以保持输出电压的稳定。

6．保护电路：当开关电源发生过电压、过电流短路时，保护电路使开关电源停止工作以保护负载和电源本身。2.2 高频开关变换器结构及工作原理

开关变换器可以从不同的角度进行分类，总体可分为降压式、升压式及输出极性反转式三大类。DC-DC变换器分为两类，即基本变换器和带变压隔离器型的变换器，变换器的主要功能是变压，至于是否隔离，则根据实际需要。带变压

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隔离器的变换器的拓扑结构是从基本的变换器的拓扑结构演变而来的，按工作方式可分为：单端正激、单端反激、推挽式、半桥式和全桥式，其中正激与反激又称为单端式变换器，推挽、半桥与全桥又称为多端式变换器。

隔离式直流开关变换器分为如下的几种：

1、单端反激型开关电源变换器

图2-2所示为单端反激型开关电源的主回路，当功率晶体管T导通时，高频变压器的原边电压等于输入电源电压U，其极性为上正下负。与之对应的高频变压器副边电压为上负下正，此时整流二极管D承受的是反向偏置电压，故不导通。负载RL上的电流是靠输出电容Co的放电电流来提供，此时，高频变压器将电能变为磁能储存起来，而在晶体管受控截止时，高频变压器原、副边电压极性改变。整流二极管D（和反相型开关电源中的续流二极管相对应）由反偏变为正偏导通，高频变压器就将原先储存的磁能变为电能，通过整流二极管向负载供电和向输出电容Co充电。此电路的整流二极管D是在功率晶体管截止时才导通的。故称此电路为反激型电路。

TViDCoRLVo

图2-2 单端反激型开关电源的主回路

2、单端正激型开关电源变换器

图2-3所示为单端正激型开关电源的主回路。当功率晶体管T导通时，整流二极管Dl也同时导通。输入电能通过整流二极管Dl传递给负载，同时将部分能量储存在输出回路（即高频变压器副边回路）中的储能电感L中，故这种开关电源称为单端正激型开关电源。当功率晶体管T截止时，电感L中的储能流经负载并通过二极管D2续流释放。

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TViD1D2L+CoRLVo-图2-3 单端正激型开关电源的主回路

3、多端式变换器

多端式变换器的主要回路最基本的有以下三种：推挽、半桥、全桥。如图2-4所示：

a、推挽式开关电源主回路

VT3ViD1LVoCoD2VT4

b、半桥式开关电源主回路

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VT1VT3D1LViVoCoVT2D2VT4

c、全桥式开关电源主回路 图2-4 三种多端式变换器

下面以推挽式变换器为例说明其工作原理。

推挽式变换器主回路电路图如图2-4（a）所示。电路中两个晶体管Tr1、Tr2接在带有中心抽头的变压器初级线圈两端，此电路可以看成完全对称的两个单端正激变换器组成。D3、D4为输出整流二极管，L、C为输出整流滤波电感、电容。控制电路让晶体管Tr1、Tr2交替导通与关断，其间存在一定的死区时间。当晶体管Tr2导通时，Vs加在绕组线圈Np2上，所有带“²”的同铭端都为正极，通过变压器的耦合作用，晶体管Tr1的集-射极之间承受2Vs电压。副边绕组Ns1上正下负，整流二极管D4反偏截止，D3正偏导通，电流经过D3、L传递至负载Ro。当Tr2关断，而Tr1仍未导通时，整流二极管D3中电流逐渐减小，D4中电流逐渐增大，直到两二极管中电流相等（忽略变压器激磁电流），此时变压器可以看作是短路，两晶体管承受电源电压Vs，输出功率由输出电容提供。当晶体管Tr1导通时，Vs加在绕组线圈Np1上，所有带“²”的同铭端为负，绕组线圈另一端为正。晶体管Tr2的集电极承受2Vs的电压，副边绕组线圈Ns2下正上负，二极管D3反偏截止，D4正偏导通，电流经电感L流至负载Ro。Tr1关断，Tr2仍未导通时，整流二极管D4中电流逐渐减小，D3中电流逐渐增大，直到两二极管中电流相等（忽略变压器激磁电流影响），此时变压器可以看作短路，两晶体管承受电源电压Vs，输出功率由输出电容提供。2.5 小结

由以上分析知单端正/反激拓扑结构电路非常简单，驱动电路也很简单，成本很低，可靠性高，但是其缺点更为显著：变压器单向励磁，利用率很低。单端正激拓扑结构输出中有较大纹波电压，限制了功率的增大，通常只能用在150W以下，而且只能在电压和负载调整率不高的场合使用。单端正激与同容量的单端反激相比，铜损较小，纹波小，而且开关管的峰值电流较低，功率范围也比单端反激大。相对于单端正激与单端反激拓扑结构，推挽式拓扑结构虽然电路结构及

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驱动电路稍微复杂一点外，其优势更为明显，变压器是双向励磁，利用率高，可以提高效率，可靠性也较高，其功率范围为几百瓦到几千瓦，适用于中小功率的开关电源。

本文由于初定指标及纹波电压、效率等要求，单端反激及单端正激式拓扑结构都不太适合，结合实际的情况，选择了推挽式拓扑结构。虽然推挽式拓扑有偏磁问题，但是实验中可以通过一些技术手段来解决，如磁芯加气隙、初级绕组增加电阻（＜0.25）、使用MOSFET功率开关管及采用电流模式拓扑等。高频开关电源的分析方法

3.1 推挽式变换器

图3-1 推挽式变换器主回路电路图

推挽式变换器主回路电路图如图2-5所示。电路中两个晶体管Tr1、Tr2接在带有中心抽头的变压器初级线圈两端，此电路可以看成完全对称的两个单端正激变换器组成。D3、D4为输出整流二极管，L、C为输出整流滤波电感、电容。控制电路让晶体管Tr1、Tr2交替导通与关断，其间存在一定的死区时间。当晶体管Tr2导通时，Vs加在绕组线圈Np2上，所有带“²”的同铭端都为正极，通过变压器的耦合作用，晶体管Tr1的集-射极之间承受2Vs电压。副边绕组Ns1上正下负，整流二极管D4反偏截止，D3正偏导通，电流经过D3、L传递至负载Ro。当Tr2关断，而Tr1仍未导通时，整流二极管D3中电流逐渐减小，D4中电流逐渐增大，直到两二极管中电流相等（忽略变压器激磁电流），此时变压器可以看作是短路，两晶体管承受电源电压Vs，输出功率由输出电容提供。当晶体管Tr1导通时，Vs加在绕组线圈Np1上，所有带“²”的同名端为负，绕组线圈另一端为正。晶体管Tr2的集电极承受2Vs的电压，副边绕组线圈Ns2下正上负，二极管D3反偏截止，D4正偏导通，电流经电感L流至负载Ro。Tr1 10

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关断，Tr2仍未导通时，整流二极管D4中电流逐渐减小，D3中电流逐渐增大，直到两二极管中电流相等（忽略变压器激磁电流影响），此时变压器可以看作短路，两晶体管承受电源电压Vs，输出功率由输出电容提供。

推挽变换器的主要波形如图2-6所示，其中Vg1为晶体管Tr1的驱动波形，Vg2为晶体管Tr2的驱动波形，VDS1为晶体管Tr1的漏-源电压，VDS2为晶体管Tr2的漏—源电压，iL为输出电感中电流波形，VNS为变压器次级线圈电压波形。

图3-2 推挽式变换器主回路主要波形图

天津科技大学2009届本科生毕业论文 高频开关电源主电路设计

4.1 高频变压器的设计 4.1.1 概述

在前面的章节我们已经分析了几种常用的变换器，它们可以完成直流电压的变换，但是，它们实际上存在着转换功能上的局限性，例如，输入输出不隔离，输入输出电压比或电流比不能过大以及无法实现多路输出等。这些局限只能通过变压隔离器来克服。高频变压器在电路中，主要起隔离和降压的作用。理想的变压隔离器有如下的特征：

（1）从输入到输出能够通过所有的信号的频率，即从理想的直流到不理想的直流都能变换；

（2）变换时可不考虑能量损耗；（3）能使输入输出之间完全隔离；

（4）变换中，无论从原边到副边，或副边到原边，都是一样方便有效。4.1.2 变压器的设计步骤

高频变压器作为能量传送、升降压及电气隔离的磁性元件，在开关电源中非常重要。其性能好坏不仅关系到变压器本身的效率、发热等问题，而且将决定着整个逆变器的技术性能,甚至导致功率管的损坏和逆变失败。为此，选用高导磁率合金材料的磁芯是合适的，而且磁芯不带气隙。具体设计步骤如下：

1、选择铁芯型号

2、选择最佳磁感应强度

3、线圈匝数计算 4.1.3 变压器设计的几个问题

1、阶梯饱和

由于两个功率管存储时间不同或输出整流二极管正向电压的不同，会引起在变压器原边绕组所受的正向和反向伏秒值不平衡，这个不平衡造成某运行周期变压器铁芯的磁感应强度阶梯式趋向饱和。

2、瞬时饱和效应

假设有一对功率管在饱和点附近工作，如果负载瞬时增加，控制电路使脉冲宽度快速增加，以补偿损耗和增加电流，这样，铁芯出现单向饱和，一对功率管可能流过突发性的过电流。如果功率管有独立的、快速反应的限流装置，那么触发脉冲能在过电流造成危害之前消失，电源装置就可避免损坏。但这并不是一个好的解决办法。如果减少放大器放大倍数使输出

电压的摆动幅度小，使每个周期只允许增加脉冲少量的脉冲宽度，则有可能防止过度饱和。这种方法会使电路的瞬态响应稍稍变差。

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3、趋肤效应

导线流过高频电流时，只在导线表皮流过，称为趋肤效应(Skin effect)。由于趋肤效应使得导线有效面积减少，电流密度有所提高，引起铜耗增加，效率下降。当导线流过突变电流时，产生磁力线，磁力线引起涡流，涡流的方向加大了导线表面的电流，抵消中心线的电流，使得电流只在导线的面流动，中心则无电流，这种效果时导线本身的电流产生的。为了解决这个问题，我们可以用多股导线缠绕在一起来饶制高频变压器，这样就可以避免趋附效应。4.1.4 变压器电磁干扰的抑制

变压器产生的瞬变干扰可能传导和辐射到负载上，而且还返回到电源配电系统。当电源电压通过零点改变极性时，非线性磁滞回线特性使不同数量的剩余磁通残留在变压器铁芯中。这种情况往往增加了剩磁通而使铁芯饱和，因而导致了电流过流。磁化电流的瞬变，即传导性电磁干扰，既影响到变压器的次级，而且也返回到配电系统。对于变压器所产生的传导、辐射干扰，有如下的措施：

（1）选择高导磁通的铁芯材料，减少变压器漏磁通；（2）变压器采取静电屏蔽措施；

（3）静电屏蔽的目的是使变压器初次级绕组间的电容减到最少，并且对共模噪声提供一个低阻抗的对地通路；

（4）在变压器的外围中部做一短路环，以抵消变压器的漏磁通；（5）减小铁芯中磁通密度将会使杂散磁场的幅度大约按磁通密度的平方而减小。这样做虽然变压器的体积增大了，但却有利于减小电磁干扰和散热，比屏蔽变压器更为经济有效。

4.1.5 变压器磁芯选择与参数的设计

功率铁氧体材料，在高频下具有很高的电阻率，所以涡流损耗低、价格低，是高频变压器的首选材料。本文转换频率为500KHz，由于开关频率很高，而且开关电源功率不大，为了减小电磁干扰，所以选用罐型磁芯，根据实际情况，选用选择型号为G22/13磁芯，其性能相当于PC50。

本设计选择的推挽拓扑如图2-2-3所示，它是由带两个初级绕组及两个次级绕组的变压器构成，使用两个幅值相等、脉宽可调、相位相差180°的脉冲驱动开关管来控制变压器初级绕组的导通与关断。

（1）变压器次级绕组电压Us：整流二极管选用肖特基二极管6N80，其最大正向压降为0.85V，考虑滤波电感及变压器次级绕组的压降约为0.15V，所以变压器次级绕组电压：

UsUo0.850.1513V

（4-1-1）（2）计算变压器的输入功率Pin：令变压器的转换效率=98%，将各参数代

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入下式中可得：

Pin11 PoUsIo13453.1(W)

（4-1-2）0.981（3）磁芯大小的选择：高频变压器最常用的设计方法有两种：面积乘积法（AP法）和几何参数法（Kg法）。AP法是先求出磁芯窗口面积Aw与磁芯有效截面积Ae的乘积AP，再根据AP值，查表得出所需要的磁性材料。Kg法是先求出几何参数，查表得出磁芯编号，再进行设计。本设计选用AP法进行变压器设计，其计算公式如下：

Pin104APAeAw240Kf1.58KhfKef20.66

（4-1-3）

其中：

Ae—磁芯有效截面积(cm2)

Aw—磁芯窗口面积(cm2)

K—绕制系数，推挽式拓扑约为0.14 f—变压器工作频率(Hz)Kh—磁滞损耗系数，推挽拓扑约为105 Ke—涡流损耗系数，取值4³1010 Pin—变压器的输入功率

将各已知参数代入（4-1-3）式中，得：

53.1104AP32400.1450010

表4-1 罐型磁芯规格表

1.5810550010341010(500103)20.66920(mm4)

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根据计算结果，由管型磁芯规格表可以选择型号G22/13磁芯。其有效截面 积、窗口面积、面积乘积及体积分别为：

(mm4)

Ve2000Ae63.5(mm2)

Aw29.7(mm2)

AP1089(mm3)则：

LeVe 31.5(mm)

（4-1-4）Ae因PC50工作磁通密度B在0.1T时，频率为500KHz时，其损耗约为600mW/cm3，则磁芯的损耗为：

Pfe600mWcm320001031.2(W)

（4-1-5）（4）变压器初次级绕组匝数比N：

N2DUin

（4-1-6）Us其中，D为单个开关管的占空比，是功率开关导通时间Ton与开关周期T的 比值：DTonT。在推挽变换器中，在开关管转换时，关断延时使得两晶体管共同导通，所以必须设置死区，让整个占空比小于1，即每个开关管的占空比应小于0.5。取占空比D=0.35，按最坏条件下设计，即在输入电压最大情况下设计，所以匝比：

N20.3537121:

1（4-1-7）12.6（5）初级绕组电流Ip：取变压器效率=98%，按变压器最坏情况设计，所

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以：

IpPo0.24(A)

（4-1-8）

Upmin（6）确定初次级绕组匝数Np：

根据法拉第定律：UpKffsNpBwAe

（4-1-9）式中，Kf—波形系数，有效值与平均值之比，正弦波时为4.44，方波时为4； ； Bw—工作磁通密度（T）Np—初级绕组匝数； Ae—磁芯有效截面积（m2）。

fs—开关工作频率（Hz）所以NpUpKffsBwAe

（4-1-10）

工作磁通密度Bw取0.1T，将各参数代入（4-1-10）式中，可得Np38.8匝，取整数39匝。

（7）计算电流密度J：

JKj(AwAe)x

（4-1-11）式中，Kj—电流密度比例系数；

X—常数，由磁芯决定。

因罐型磁芯在常温时，Kj433，X0.17。

J433(0.189)0.17575(A/cm2)

（8）计算初级绕组裸线的截面积Axp：

Axp1

（4-1-12）J表4-2各种磁芯结构常数

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J为电流密度，等于575Acm2；在中心抽头电路中，取I =0.707Ip。将各参数代入上式，得：Axp0.000202(cm2)

考虑到集肤效应的影响，本设计选用的导线是多股漆包线并绕，漆包线的直径d=0.15mm，查附录1得，选用漆包线的截面积Sp0.0177mm2，电阻系数m0.988。初级漆包线的股数n1AxpSp1.1股，取整2股。

6.6f在常温20℃时,f=500kHz的穿透深度为：由于d2，所以可以使用单股导线。（9）计算初级绕组电阻Rp：

Rp(MLT)Np0.09(mm)

cm（10）计算初级绕组线圈铜损： 1064.3390.9881021.66()

（4-1-13）

PpcuI2Rp0.1(W)

（4-1-14）（11）计算次级绕组匝数Ns（中心抽头至两端）：

Ns2DNpUsUpmin

（4-1-15）

39131.4匝，取整数2匝。24720.35（12）计算次级绕组裸线面积Axs：

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I

（4-1-16）J式中，0.70740.00492(cm2)I'0.707Io，J575Acm2，所以Axs575与初级一样，考虑到集肤效应，实验所选用的导线是多股漆包线并绕而成，Axs漆包线的直径d0.15mm，查附录1得，选用漆包线的截面积Ss0.0177mm2，电阻系数m0.988。

次级漆包线的股数n2Axs27.8股，取整28股。Ss（13）次级绕组电阻Rs：

Rs(MLT)Nscm106

（4-1-17）

4.320.9881020.08

（14）次级绕组铜耗

PscuIoRs1.28(W)

（4-1-18）（15）所以变压器铜耗（初次级）

PcuPpcuPscu1.38(W)

（4-1-19）（16）变压器总损耗P：

由于高频中绕组线圈还会有交流损耗，如涡流损耗、寄生参数引起的损耗等，本文交流损耗的大小考虑为直流损耗的一半，即为0.69W。所以

1P(1)PcuPfe3.27(W)

（4-1-20）

2（17）计算辅助绕组

辅助绕组的作用是为控制芯片提供电压。由于控制芯片UC3825的启动电压大于9V便可启动，所以本文设计的辅助绕组与次级一样，同为一匝，辅助绕组输出电压约为13V。辅助绕组的电流非常小，所以本文只选用了两股0.15mm的导线并绕而成。

4.1.6变压器线圈的绕制方法

推挽式变压器线圈绕制时，应将同时导通的一半初级与一半次级绕制在相互靠近的位置，而另一半绕在靠近的位置。当不导通时，导通边合成磁场在无源区为零，不产生涡流。如图4-1所示，图（b）比图（a）将产生更多的涡流损耗。2 18

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变压器线圈绕组具体制作如下：

（1）首先在骨架上绕初级绕组Np139匝，按六角形分3层绕制；（2）在初级绕组Np1上绕一层绝缘胶带；（3）在绝缘胶带上绕次级绕组Ns22匝；（4）在次级绕组Ns2上绕一层绝缘胶带；（5）在绝缘胶带上绕次级绕组Ns12匝；（6）在次级绕组Ns1上绕一层绝缘胶带；

（7）在绝缘胶带上绕初级绕组Np239匝，按六角形分3层绕制；（8）将绕好的骨架装入罐型磁芯，用绝缘胶带固定，再浸漆，烘干。

图4-1 推挽式线圈绕法图

4.2 整流滤波电路 4.2.1 整流电路

1、输入整流电路的设计

高频电源系统还包括整流滤波部分，整流电路分为两个部分:前级整流和后级整流。前级整流是指三相交流电经滤波后需要整流变为直流以后才能输入到开关变换器进行频率变换，完成DC-AC的变换。前级整流部分的电路如图4-2所示：

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A三相B交流CEMI模块ACAC+U1-VoutACU2AC+-

图4-2 前级整流电路图

图4-2中EMI表示防电磁干扰的环节，选用EMI滤波器模块来完成防电磁干扰的工作，U1和U2是整流模块，由于U1和U2的正极和正极相接，负极和负极相接，所以输入部分有一个AC端悬空是不影响三相交流的全波整流的。三相交流输入的是380V、50Hz的工频交流电，经过全波整流以后，电压将有一定的上升。后级整流部分，是将高频变压器变压后的高频交流电进行整流，这一部分根据我们设计的要求，选用了四只IXYS公司的DSEI 30—10A功率二极管组成桥式全波整流即可完成工作。

因为本文设计的输入频率为50Hz的市电，电压为Uo=220V，由于输入为正弦电压，上下波动，波动范围为±20%，所以输入电压最高可达264V。本文采用单相桥式整流。

整流二极管的最高峰值电压为：

Umax264(125%)2467(V)

（4-2-1）再取30%的余量，467130%607，可选取额定电压为600V的整流桥。开关电源的输入功率随效率变化而变化，所以应取电源效率最差时的值。取80%，则电源的输入功率为：

Pinmaxpo50 62.5(W)

（4-2-2）0.8最大输入电流为：

IinmaxPinmax 0.36(A)

（4-2-3）Uo(120%)考虑余量，取整流桥的额定电流为2A。

2、输出整流电路的设计

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本文输出整流选择全波整流电路。如图4-3所示，由肖特基二极管D1、D2组成。在开关电源中，选用的整流管有：PN结双极二极管、快恢复二极管（FRD）、超快恢复二极管（UFRD）、肖特基二极管（SBD）和同步整流MOS管（SR）。在推挽电路中，输出整流管充当续流二极管。

D1LcUoRoNs1Ns2D2

图4-3 输出整流电路图

高频下的AC/DC开关变换器输出整流用的功率二极管，应当具备正向压降低、反向漏电流小、反向恢复时间短等特点。

因此，在设计整流电路时，选择功率二极管应考虑以下几点：

（1）正向压降应小，以减少损耗，提高效率，尢其是大电流、低电压输出的电路；

（2）反向恢复电流峰值IRM要小，与之相关的反向恢复时间t应小，尤其是高频时；

（3）正向恢复电压VFRM要小；（4）反向恢复电流IR要小。

为此本文选用硅肖特基二极管（Si-SBD），其可用频率在1MHz以内、正向导通压降小及反向恢复时间t较低，可以降低电路的振荡及噪音，减小二极管的损耗，提高开关电源的效率。

变压器次级输出最高电压峰值为：

Usmax2(110%)Us

（4-2-4）20.2(V)

根据以上分析，本设计选用的肖特基二极管是MBR20100CT，其特点： 反向恢复时间短；

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正向导通压降低，常温时，正向压降约为0.85V； 大电流承受能力，正向电流为10A； 重量轻，体积小，约为2.24克； 最大反向电流低，常温时约为3mA； 最大反向电压为100V； 功耗低，频率高。4.2.2 滤波电路

由于电源模块工作于高频状态，而我们又必须获得无谐波的直流电压，因此，相对于相控型整流器，开关电源必须有更复杂的抑制干扰与滤除杂音的电路。共模与差模原理常被用来衰减及消除输入谐波，并将滤波器件封装在磁屏蔽盒内，并要可靠接地。布局上为输入输出隔离，输出线用绞合线或平行配线（短且粗）。机架地线与信号线分设。变压器初次级或开关管管脚之间配置高频抑射元件。输出滤波电容器用四端高频电解电容器、叠层式无感电容器。降低噪声经常采用消除或抑制干扰源并同时隔断干扰祸合途径的方式。在开关电源中采用电源输入滤波工频滤波电源输出滤波与抗辐射干扰等主要措施来减少噪声的传递与影响。

1、电源输入滤波

开关电源的高速开关瞬态往往会产生很高的射频分量，从而污染交流馈电线路，交流电源能传递电气噪声和电磁辐射，导致开关电源中的瞬变再辐射和传递到其它负载。电源输入滤波主要由工频低通滤波器和共模扼制元件组成，封闭在磁屏蔽盒内且可靠接地。电源输入滤波又称电磁干扰（EMI）或射频干扰（RFI）滤波器。在电源输入滤波器中，通常用高频旁路电容和共模扼流圈来衰减和吸收纵向共模噪声，用常态滤波电感、常态滤波电容抑制差模常态噪声。

输入滤波电容器的容量决定于直流输入电压的纹波电压的大小，而且要在计算流入电容器的纹波电流是否完全达到电容器的容许值的基础上进行设计。直流输入电流的平均值：

IdcPinmax62.5 0.284(A)

（4-2-5）Uo220根据输入滤波电容的经验公式：

Cin(400600)Idc(F)

（4-2-6）有：

Cin6000.248170.4(F)

在实际电路中，选用的是一只容量为220μF，额定电压为400V的电解电容作为输入滤波电容器。

2、输出滤波电路的设计

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开关电源在开关变换器之后，还需要高频变压器进行隔离降压，而后经过桥式整流后再接电源输出滤波器，以得到高质量的符合设计要求的直流电压，所以电源的输出滤波部分是很重要的一个环节。

本文设计的输出滤波电路如图4-3所示，由滤波电感L与电容C组成。滤波电容C对直流开路，对交流阻抗小，而滤波电感L对直流阻抗小，对交流阻抗大。输出电压经快恢复肖特基二极管D1、D2整流后，得到是频率为2f高频方波电压，经LC滤波电路滤波后，保留了直流分量，滤掉了一部分交流分量，改变了交直流成分的比例，得到纹波小的直流电压，改善了直流电压的质量。电感选择应保证输出电流在额定电流的1/10时，电感电流也保持连续。直流电流等于电感电流斜坡峰-峰值一半时对应临界连续，所以I为20%的额定输出直流。

滤波电感值可由下式确定：

LUoUo(1)

（2-2-7）2fIUsmax1212(1)244(H)320.22250100.4输出电容C的选择应满足最大输出纹波电压的要求，滤波电容的大小对输出直流电源的纹波大小有决定作用。对输出滤波电容的分析可知，输出纹波几乎完全由滤波电容的ESR（等效串联电阻Rc）的大小来确定，而不是电容本身的大小决定。本设计最大纹波电压Voripple为50mV。根据式CCUomin8L(2f)2Voripple(1Uomin可计算出滤波电容的大小，即：)Usmax1212(1)0.2(F)632320.2824410(225010)5010设计中选用的是输出滤波电容为钽电解电容，考虑到电解电容的寄生电阻，选用的电容值大小为147μF。

天津科技大学2009届本科生毕业论文 高频开关电源控制及保护电路的设计

5.1 脉宽调制器

5.1.1 PWM集成控制器的基本原理

PWM集成控制器通常分为电压型控制器和电流型控制器两种。电压型控制器只有电压反馈，可满足稳定输出电压的要求，电流型控制器增加了电流反馈控制，除了稳定输出电压外，还有以下优点：

1、当流过开关管的电流达到给定值时，开关管自动关断；

2、自动消除工频输入电压经整流后的纹波电压，在开关电源输出端，300Hz以 下的纹波电压很低，因此可减小输出滤波电容的容量；

3、多台开关电源并联工作时，PWM开关控制器具有内在的均流能力；

4、具有更快的负载动态响应。

Q基准误差放大器-+反馈信号振荡器触发器AB推挽输出电路

图5-1 脉宽调制集成控制器方框图

Ua+-脉宽调制比较器

常用的脉宽调制（PWM）型集成控制器由图5-1所示的几个部分组成。基准电压（UREF）和采样反馈信号通过误差放大器比较放大后，输出的差值信号和锯齿波（或三角波）比较，从而改变输出脉冲的宽度，以实现稳压。有些控制器仅有一个输出端，而多数控制器都设有用触发器和“与”门电路组成的相位分离器，用它来将单一脉冲变换为交替变化的二路脉冲输出，用于供驱动推挽和桥式变换器中的功率开关管，此时变换器的工作频率等于控制器内部锯齿波振荡器振荡频率的一半。当然也可将控制器的两路输出并联起来去驱动单端变换器或串联调整型开关稳压电源中的功率开关管，此时开关稳压电源的工作频率就等于控制器内部锯齿波振荡器的频率。5.1.2 高速脉宽调制器UC3825 根据所设计系统的要求，选用的PWM集成控制器为UC3825。下面将详细介绍此芯片的主要特点、工作原理和应用及调试。

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1、主要特点：

适用于电压型或电流型开关电源电路； 实际开关频率可达1MHz；

输出脉冲最大传输延迟时间为50ns；

具有两路大电流推拉式输出（峰值电流为2A）； 内有宽频带误差信号放大器；

具有较高的频率精度并可对死区进行控制，同时振荡器放电电流也可调； 带有双重抑制脉冲和全封闭逻辑； 具有软启动控制； 内有逐脉冲限流比较器；

具有全周期再启动的封锁式过流比较器； 启动电流很小——（典型值为100mA）； 欠压锁定一16V/10V（B型）； 在欠压锁定期间，输出低电平； 可调整的带隙基准电压；

可调的上升沿封锁阀值，可调低上升沿噪音。

2、极限参数：

电源电压（15，B脚）

22V 输出脚电流（流出或流入）（11，14脚）

直流

0.5A 脉冲（0.5ms）

2.2A 地线（12脚）

-0.2V 模拟输入

（l，2，7脚）

-0.3~7V（9，8脚）

-0.3~6V 时钟输出电流（4脚）

-5mA 误差放大器输出电流（3脚）

5mA 软启动电流（8脚）

20mA 震荡器充电电流（5脚）

-5mA 功耗（温度60℃）

1W 储存温度范围

-65~150℃ 焊接温度（焊接时间为10s）

300℃

3、内部电路工作原理

该芯片内部电路如图5-2所示它由振荡器PWM比较器限流比较器、过流比较器、基准电压源、故障锁存器、软启动电路、欠压锁定、PWM锁存器、输出 25

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驱动器等组成。

图5-2 UC3825内部结构图

（1）振荡器

振荡电路如图5-3所示。UC3823A、B和UC3825A、B内部都有一个锯齿波振荡器。锯齿波上升沿的斜率由RT、CT决定，确定RT、CT的方法是：首先根据要求的最大占空比Dmax、选择RT，再根据要求的频率以及RT和Dmax选择CT。计算公式为：

RT3V 10mA1DmaxCT1.6Dmax RTFRt的最佳阻值就在1~10k之间，最大占空比Dmax应小于70%。

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图5-3 振荡器电路图

（2）上升沿封锁

上升沿封锁工作波形如图5-4所示，UC3823A、B和UC3825A、B采用固定频率脉宽调制。UC3823A、B的两个输出端可同时输出脉冲，输出脉冲的频率与振荡器频率相等，脉冲占空比可在0%—100%内调整。UC3825A、B的两个输出端交替输出脉冲，因此，每个输出端输出脉冲的频率是振荡器频率的1/2，振荡器的频率为200KHz，所以输出PWM脉冲的频率为100KHz，输出脉冲占空比在0%—50%以内调整，实际桥式变换器的应用中一般达不到50%，因为桥式变换器在PWM脉冲的占空比为50%时，由于功率管截止时间的问题，使得桥臂容易短路。为了限制最大占空比，在振荡电容放电期间，内部时钟脉冲对两路输出进行封锁。在时钟的下降沿，输出端为高电平。输出脉冲的下降沿由脉宽调制比较器、限流比较器和过流比较器联合控制。通常，脉宽调制比较器检测出斜坡电压与控制电压（误差放大器输出电压）的交点，并且在该交点处，终止输出脉冲。因为采用了上升沿封锁，在脉冲前沿的一定时间内，脉宽调制比较器不起作用。这样，开关电源的固有噪声就能被有效的抑制。同时，由于采用了输出脉冲上升沿封锁，脉宽调制器的斜坡输入就不需要再经过滤波。为了调整上升沿封锁时间，CLK/ LEB脚应接入电容C，这样，输出脉冲前沿封锁时间就由电容C和内部10k电阻确定的放电时间来决定。

为了更准确控制前沿封锁时间，可在外部并联一个2k（2%）电阻R。前沿封锁时间可由下式计算：

tLED0.5R//10kC

式中，外接电阻R不能小于2k。

上升沿封锁也适用于限流比较器。上升沿封锁之后，如果限流（ILIM）脚

天津科技大学2009届本科生毕业论文的电压超过1V，输出脉冲就终止。但是，过流比较器不能采用前沿封锁。这样，才不会因为前沿封锁而延长保护时间，从而可以及时捕捉过流故障。在任何时间，只要限流（ILIM）脚的电压超过1.2V，故障封锁就起作用，从而使输出端变为低电平。为此，在限流(ILIM)脚需接入噪音滤波电容器。

图5-4 上升沿封锁工作波形

（3）欠压锁定、软启动以及故障处理

软启动和故障处理波形如图5-5所示。软启动是通过软启动（SOFT，START）脚的外接电容实现的。接通电源后，软启动脚外接电容放电，该脚处于低电平，误差放大器输出低电平，开关电源无输出电压。当9uA的内部电流源给软启动脚外接电容充电时，误差放大器输出电压逐渐升高，直到闭环调节功能开始工作，开关电源输出电压逐渐升高到额定值。

一旦限流（ILIM）脚的电平超过1.2V，故障锁存器置位，输出脚变为低电平；同时，软启动脚外接电容以250uA的电流放电。在软启动电容放完电后，限流脚电平降到1.2V以下时，故障锁存器就不输出脉冲。这时，故障锁存器复位，芯片开始软启动过程。

在软启动期间，万一故障锁存器置位，输出会立即中止。但是软启动脚外接电容在充足电之前不会放电。这样，在故障连续出现的情况下，输出就会出现一个间断期。

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图5-5 软启动和故障处理波形

（4）大电流输出电路

功率MOSFET驱动电路如图5-6所示。UC3825推挽式输出电路的每个输出端都可输出峰值为2A的电流。该输出电流在20ns内可使1000pF电容两端的电压上升15V。采用独立的集电极电源Vc和功率地线PGND脚，能够减小大功率门极驱动噪声对集成电路内模拟电路的干扰。每个输出端（OUT）到Vc和PGND之间，都应加入一只3A的肖特基二极管（IN5120，USD245或相同性能的器件）。该二极管可将输出电压的幅值钳位在电源电压，这对任何电感性和电容性负载都是必要的。

图5-6 功率MOSFET驱动电路

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5.2 输出反馈电路设计

开关电源反馈电路是为了保证电子设备获得稳定性能的输出电压。高频开关电源是一个双闭环控制系统，内环是电流反馈模式控制，外环是电压反馈模式控制。电流模式控制具有动态反应快、补偿电路简单、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点。在电流环的控制电路中，电流放大器通常选择较大的增益，其优点是可以选择一个较小的电阻来获得足够的检测电压，而检测电阻越小，则损耗也越小。电流检测电路的方法有两种：电阻检测和电流互感器检测。电阻检测电路适合低功率、小电流的电路，而电流互感器检测适合大功率、大电流的电路。

Q1UC38259ILIM/SDCRRs

图5-7 电流反馈控制图

Q2这里选用电阻检测方法，如图5-7所示。这种方法直接检测功率开关管Q1、Q2的电流，还必须在检测电阻Rs旁并联一个小的RC滤波电路，因为，当开关管断开时，漏极电容放电，在电流检测电阻上产生瞬态电流尖峰，此尖峰的脉宽和幅值常足以使电流放大器锁定，从而PWM电路出错。

电压反馈控制模式反馈电压从主电路输出端直接实时采样，将取样信号与基准电压进行比较，将比较差值信号放大，通过控制芯片UC3825进行调整占空比，从而稳定了输出电压。见图5-8所示。其输出值经过光耦隔离后直接输入到PWM控制器UC3825，控制PWM控制器的占空比，从而控制输出电压的变化。由于是AC/DC高频开关电源，输出的是直流电，为了电气安全，避免输出噪声反馈到控制电路中，所以将输入端与输出端进行了隔离。

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图5-8 电压反馈控制电路图

在这里选用的是Sharp公司的PC817光电耦合器，其封装为DIP-4。它是由发光二极管和光电三极管组合起来的四端器件，发光二极管实现电光转换，而光电三极管实现光电转换。此产品有较高的VCEO（80V），输入端和输出端的绝缘电阻高及耐压高（5KV）。因为光传输的单向性，信号只能从发光源单向传送到光敏元件，而不会反馈，所以输出信号不会影响输入端。发光二极管是砷化镓红外二极管，是一种低阻抗电流驱动元件，而噪声是一种高内阻微电流的电压信号，元件共模抑制比大，所以可以抑制干扰，消除噪声。

TL431是一个精密可调基准电源，其工作原理：由于各种原因使电路中Uo升高时，UREF也随之升高，使UREF>Uref，比较器输出高电平，令三极管导通，则K脚为低电平；如果Uo降低时，UREF也随之降低，UREF

开关电源通常设有电流、电压保护电路，当负载电流或电压超过设定值或发生短路时，对电源本身提供保护，系统的过流、过压保护在系统的安全性方面占有重要的地位，过流保护我们采用了三重保护：一是在系统的输入级的三相交流引入处安置熔断保险管，在系统出现短路和其它意外重大故障的时候切断外部电源的输入以保护系统免受损坏；二是在用于控制软启动的触发器后级安置熔断保险管，以防止启动浪涌电流的过大而破坏功率器件；三是系统的最主要的过流、过压保护部分，通过对系统电流及电压的检测来控制PWM信号脉宽从而达到过流、过压保护的目的。本系统采用的是限流——切断式保护方式，即电路分两个阶段进行，当负载电流达到某设定值时，保护电路动作，输出电压下降，负载电流被限制；如果负载电流增大至第二个设定值时，保护电路进一步动作，将电源

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切断。

在开关变换器中，引起开关应力高，甚至损坏开关管的原因有两个：第一是开关关断时，漏电感引起开关管电压突然升高；第二个是负载线不够合理。两个原因均是由于负载的电感性引起的，前者影响较大，后者较小。开关管关断时电压和电流的重叠引起的损耗是开关电源损耗的主要组成部分，即使将关断损耗平均到整个关断时间内，其大小也是开关管导通时损耗的2~4倍。与之相对应的减小开关应力的办法有两个，第一是减小漏电感，二是耗散过压的能量，或者让能量返回电路中。减小漏电感主要是靠工艺，而耗散电压的能量是靠电感线圈或开关管并联的R、C缓冲器。

Q1R1C1D1Lp1UpLp2R2D2C2

图5-9 缓冲电路图

Q2

在推挽拓扑中，副边回路寄生电感、电容的寄生电感，还有输出绕组漏感折算到原边，串联在开关管的漏极上，在开关管关断时会产生过电压，容易损坏开关管，增大关断损耗，所以需设计缓冲电路予以限制。本文设计的缓冲电路由电阻、电容和二极管组成，如图5-9虚线框所示，和开关管、线圈、二极管并接，这样可以减少开关管电压应力，减小EMI、振荡及噪音，减小开关管的关断损耗，提高效率。

R1、C1、D1和R2、C2、D2分别是开关管Q1和Q2的缓冲网络。两缓冲网络工作原理相同，以开关管Q1为例。当开关导通时，由于漏源电阻RDS非常小，可

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以认为缓冲网络被短路。当开关管Q1开始关断时，Q1的电流开始下降，而变压器漏感会阻止这个电流减小，一部分继续通过将要关断的开关管，另一部分电流通过D1对电容C1进行充电，这样就缓解了开关管漏极的电压应力，降低了开关管的损耗。电阻R1成电容C1构成放电回路，保证电容C1在开关管开始关断时刻没有充电。

开关管缓冲网络电容C1、C2可由下式来确定：

C1Iptf1uF

（5-1）20.7VDSS式中，1/2表征漏极ID在tf期间呈线性下降，取平均值；

； Ip—原边电流（A）

； tf—漏极电流下降时间（μs）。VDSS—开关管Q1、Q2的额定值（V）设计中选用的开关管是6N80，查阅其特征参数可知：tf60ns0.06us

VDSS800V，原边电流Ip0.24A。将各参数代入（5-1）式中

C110.1640.06 20.780013uF

开关管在关断时间内的损耗PQ1用下式计算

0.722PQ1C1VDSSfmW 

（5-2）

2将各参数代入（5-2）式中，可得

PQ1509.6mW 

为了使电容C1在开关管导通时间内完全放电，电阻R1不能太大。此时，按

R1C1时间常数等于0.5toffmin来计算阻值。电阻R1可按下式进行计算

R10.5toffminC

1（5-3）

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式中，toffmin是开关管的关断时间，查阅产品手册可知，toffmin=100ns，所以R15.6k

电阻R1上损耗的功率PR1为：

PR112C1Vif

（5-4）2将各参数代入（5-4）式中，可得：

PR1156mW 5.4 小结

本章设计了高频开关电源的控制电路部分，选取了控制芯片UC3825，并设计了驱动、保护及反馈电路。

天津科技大学2009届本科生毕业论文 仿真结果

5.1 PSpice软件介绍

根据实际电路或系统建立模型，通过对模型的计算机分析、研究和试验，以达到研制和开发实际电路或系统的目的，这一过程，称为电路仿真。由于有高效、高精度、高经济性和高可靠性的优点，倍受人们喜爱。目前，在市面上出现各种电路仿真软件，主要有MATLAB、EWB、Protel和Pspice等。其中，Pspice系列最受电路设计者喜爱。在电路仿真方面，它的功率最为强大，它集成了模拟与数字仿真运算法，所以不单可以仿真模拟电路或者数字电路，而且可以仿真模拟与数字的混合电路。近年来，为了仿真变换器电路，研发了许多基于Spice的模型。

Spice（Simulation Program with Intergraded Circuit Emphasis，侧重于集成电路的模拟程序）是美国加利福尼亚大学伯克莱分校研制的模拟电路仿真标准软件。PSpice是Spice家族的一员，其主要算法与Spice2相同。它是由美国MicroSim公司在Spice 2 G版本的基础上升级并用于PC上的Spice版本，其中，采用自由格式语言的Pspice 5.0版本自20世纪80年代以来在我国得到了广泛的应用，并且从Pspice 6.0版本开始引入图形界面。1998年，著名的EDA商业软件开发商OrCAD公司与MicroSim公司正式合并，自此MicroSim公司的Pspice产品正式并入OrCAD公司的商业EAD系统中。目前，OrCAD公司已正式推出了OrCAD Pspice 9.1，与传统的Spice软件相比，OrCAD 9.1在如下三个方面实现了重大变革：

（1）对模拟电路进行直流、交流、瞬态等基本电路特性分析的基础上，实现了蒙特卡洛分析、最坏情况分析以及优化设计等较为复杂的电路特性分析。

（2）不但能够对模拟电路进行仿真，而且能够对数字电路、数/模混合电路进行仿真。

（3）集成度大大提高，电路图绘制完成后可直接进行电路仿真，并且可以随时观察与分析仿真结果。

一般来说，PSpice是进行实际电路工作前必要的仿真过程，其有很多优点： 第一，PSpice的元器件模型库提供了几千种常用器件，包括电阻、电容、电感、晶体管和集成电路等，用户可以直接调用，也可以自己建立模型，或对已有模型进行修改。

第二，利用PSpice的仿真功能，可以对一些传统方法难以进行的实验进行仿真模拟，提高电路分析和设计的应用范围。

第三，利用PSpice的图表功能，可以对电路进行仿真测试，不仅能测试电路的静态工作点、放大倍数、输入输出阻抗参数，还可以描绘模拟电路和数字电

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路中各测试点的波形，观察器件或温度的变化对电路性能的影响。

第四，PSpice仿真中为用户提供了节点访问，用户通过在电路中标上节点号，然后就可以在仿真图中观测到各节点以及节点之间的情况。

第五，PSpice实用性强，仿真效果好。第六，PSpice操作简单，易学，工作效率高。

PSpice仿真软件是省时、经济地从事科研工作的有力手段，给电路设计者和使用者提供了极大的便利，具有极大的工程应用价值。PSpice是六个基本程序模块组成：（1）电路原理图输入程序Schematics；（2）源编辑程序Stimulus Editor；（3）电路仿真程序PSpiceA/D；（4）输出结果绘序Probe；（5）模型参数提取程序Parts；（6）元器件模型参数库LIB。6.1.1 电路文件的格式（1）标题（2）电路描述（3）分析类型描述（4）输出描述（5）.END 6.1.2 PSpice分析功能

PSpice可以对电路进行直流工作点和直流传输特性分析、交流小信号分析、瞬态分析、噪声分析、傅里叶分析、失真分析、灵敏度分析、温度分析和蒙特卡罗分析等。（1）直流分析

.OP

直流工作点分析.DC

直流扫描分析.TF

传输函数计算.SENS

灵敏度分析.NODESET

节点电压设置（2）交流小信号分析

.AC

交流小信号分析.NOISE噪声分析

（3）

瞬态分析.TRAN

时域波形分析.FOUR

傅里叶分析.IC

初始瞬态条件设置

（4）配合直流、交流和瞬态分析一起使用的分析.MC

蒙特-卡罗分析

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.STEP

参数扫描分析.WCASE

最坏情况分析.TEMP

温度设置（5）输出命令

.PRINT

文本打印.PLOT

文本绘图.PROBE

绘图包调用.WIDTH

宽度设置（6）通用控制命令

.FUNC

函数定义

.PARAM

参数及表达式定义.OPTION

可先项设置.DISTRIBUTION

分布参数定义（7）模型、子电路和库文件调用.MODEL

器件模型定义.SUBCKT

子电路定义.ENDS

子电路结束.LIB

元件参数库调用.INC

包含文件调用.END

输入文件结束 6.1.3 Pspice仿真步骤

用Pspice进行电路仿真的基本步骤如下：

（1）设计电路的结构，设置元器件参数。画电路图，标注各元件名称及参数值，标注各元件节点及节点编号等；建立电路的输入文件，输入文件有两种形式：一种是文本形式；另一种是原理图形式。

（2）确定分析类型。确定所要分析的对象的物理意义和基本特征。（3）执行Pspice仿真程序。

（4）对已建立的电路原理图进行电路规则检查，产生数据文件，确认修改后进行仿真分析，并显示分析结果。

（5）输出并观察仿真运行结果。完成电路模拟仿真计算之后，若采用图形方式显示分析结果，则可调用图形后处理程序（Probe）完成。

Pspice程序仿真流程图如图6-1所示。

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SRART画电路图标注各元件名称及参数值标注各元件节点及节点编号建立电路输入文件确定分析类型根据检验报告修改输入文件执行PSpiceN自检正确否？Y产生数据文件显示分析结果修改输入文件件修改电路元件及参数值结果正确否？Y分析结束N

图6-1 Pspice程序仿真流程图

6.1.4 Pspice 9.1运行环境

低版本的Pspice运行于DOS操作系统，自Pspice 5.1版本开始均可在Windows操作系统下运行。PSpice是电子电路计算机辅助分析和设计中常用的一种通用电路分析软件。它以图形方式输入，自动进行电路检查，生成网表文件，具有模拟和计算电路的性能。目前，高版本的PSpice不仅可以对模拟电子电路进行直流分析、瞬态分析及交流分析等，而且还可以分析数字电子电路和数模混合电路。目前，该软件被公认为通用电路模拟程序中最优秀的软件，具有广阔的应用前景，而且随着科学技术的发展，电子电路的规模越来越大，必须借助于计算机进行仿真、分析和设计，而且它是电子产品从设计、实验到定型过程中不可缺少的设计工具。

虽然PSpice应用越来越广泛，但是也存在着明显的缺点。由于Spice软件最初主要是针对信息电子电路设计而发的，因此，器件的模型都是针对小功率电子

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器件的，对于电子电路中所用的大功率器件存在的高电压、大功率现象不尽适用，有时甚至导致错误的结果。PSpice采用变步长算法，对于以周期性的开关状态变化的电力电子电路而言，将造成大量的时间耗费在寻求合适步长上，导致计算时间延长，有时甚至不收敛。另外，在磁性元件的模型仿真上，PSpice也有待加强。6.2 模型建立

在ORCAD中，用.MODEL定义元件参数的模型。在同一电路中，相同模型允许被一个或多个器件所用。

模型定义的一般格式为

.MODEL MNAME TYPE（P1=V1 P2=V2 P3=V3…PN=VN）+ 其中，MNAME是模型名，它必须以字母开头，表字母开头最好是元件的关键字。TYPE是元件模型类型关键字，它必须按规定取。P1、P2、P3、„、PN是元件的参数，V1、V2、V3、„VN是它们的值。和是两种容差的定义，DEV是描述独立容差，LOT是描述批容差，DEV和LOT的取值可是百分数，也可是具体数值。元件关键字和元件模型类型关键字见表6-1所示。

表6-1 元件模型类型列表

5.2 仿真分析

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为验证所设计的高频开关电源是否可行，本文利用ORCAD软件对主电路部分进行了仿真研究，仿真电路如图6-2所示。

M14R15Vin9R28M2Llp27610D23Llp12L1L211L3L4D112Ls13C1Ro1

图6-2 推挽电路仿真图

V2TD = 2uTF = 50nPW = 1.4uPER = 4uV1 = 0TR = 15nV2 = 50L6M182uHKK1K_LinearCOUPLING = 0.9999D5MBR104522L11930uHL35.3uH12L2L45.3uHD611MBR1045L5250uHC1147uR23R1IRF8400.43R30.43IRF840M2L782uHV51309Vdc2001930uHV1 = 0V2 = 5TD = 0TR = 15nTF = 50nPW = 1.4uPER = 4uV30

图6-3 仿真电路图

由于PSpice模型库没有所选用的功率开关管6N80，所以在仿真时选用了库存模型IRF840，其特性与实验选用的开关管6N80相近，只是耐压略低（500V），但是仿真结果不受此条件的影响。输出整流二极管选用两只库存模型MBR1045来代替所选的肖特基二极管MBR20100CT。5.2.2 仿真结果

功率开关管驱动信号如图6-4所示，由于直接在功率开关管的栅极加上方波脉冲电压，所以仿真波形中没有尖峰电压及振荡现象。从图中可知，节点4和节点8是交替导通与关断的脉冲电压，其幅值为5V，此电压足以使功率开关管IRF840导通。两脉冲相差180°相位，两脉冲间死区时间为0.6μS，足以保证两开关管不同时导通。

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图6-4 开关管栅极波形

图6-5是节点2的波形，也就是变压器初级的波形。由图中可知，当与之相连的功率开关管关断的瞬间，由于受变压器漏感及功率开关管的关断延时过短的影响，出现了尖峰电压。由于本次仿真所选用的开关为理想型，所以尖峰电压基本不受此条件影响。因此，变压器考虑的漏感是影响仿真波形尖峰电压的主要因素。在仿真过程中，当设置变压器漏感为零时，可以看到尖峰电压也为零，顶部非常平滑；当逐渐增加漏感，则可看到尖峰也会越来越大，而且振荡也越来越久才能趋于平稳。由于实验中受到示波器量程的限制，实验中的变压器初级波形没有测试出来，所以无法将变压器初级的仿真与实验波形进行比较，不过从次级波形来看，变压器初级的仿真与实验波形应该大致一样，只是在尖峰电压的幅值上存在一定的差异。所以在设计变压器时，应尽量减小变压器的漏感，以减小尖峰电压。节点6与节点2的波形相同，只是相位相差半个周期。

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图6-5 变压器初级波形图

图6-6是变压器次级节点11的波形图，从图中可知，在功率开关管关断的瞬间也出现了尖峰电压，这也是由于变压器漏感及整流二极管的关断时间太短造成的。

图6-6 变压器次级波形图

图6-7是输出经过二极管整流后节点12的波形图，由于节点10与节点11是两个相位相差180°的波形图，所以经过全波整流后，将负半周去掉，节点12就得到了一个2倍开关频率（2f）的波形，此波形也存在漏感尖峰电压。

图6-7 输出经二极管整流后波形图

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图6-8是输出电压与电流的波形图，此波形为满载时的波形，纵坐标的单位为伏。由图中可知，稳定后输出电压为12V，输出电流为4A，输出电压及电流在3ms后趋于稳定。改变输入脉冲的占空比，可以清楚的看到输出电压随着占空比的增大现增大，随着占空比的减小而减小。改变变压器初、次级的电感量，也可以看到输出电压及电流随之发生变化。改变输出滤波电感和电容，输出电压波形都将受到影响。当输出滤波电感或电容过大时，输出电压将在很长时间内得不到稳定；而电感或电容过小时，输出电压的纹波又过大。经过多次的仿真测试，当电感值约为250μH，电容值约为147μF时，输出电压的性能最好，而且最大幅值电压也适宜，约为16.5V，远远低于整流二极管的额定电压。

图6-8 输出电压及电流波形图

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结论

本课题是面向实际应用的工程项目。通过对高频开关电源基本理论的研究，对开关变换器各种拓扑结构的分析论证，期望设计出一种实用于电力系统直流操作电源的高频开关电源整流模块，以替代现在使用的相控整流电源，为电力系统提供一种重量更轻、体积更小、效率更高、安全性更好的一种整流模块。经过研究完成了系统的总体设计，通过实验调试，主电路已能安全地带载工作，控制部分的设计也已完成，为高频开关电源的研制提供了一种切实可行的方案。

电子设备离不开电源，电源是电子设备的重要组成部分，电源的质量直接影响关电子设备工作的可靠性。随着电子设备的高速发展，电子设备与人们的关系愈趋密切，电子设备对电源的要求日趋增高。“轻、薄、小、高效率”为电源发展的主流方向。而随着电源的发展，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点逐渐取代了线性电源。本文开关电源设计的主要工作及结论如下：

1、论文对高频变压器进行了设计。在设计变压器时，选用了罐型磁芯G22/13，其性能相当于PC50。最后选出了性能相对较为优越的变压器，其性能参数为：初级电感为1929.1μH。论文还对电路的主电路部分（变换器及输出回路部分）进行了仿真分析，优化了电路结构与参数，输出滤波电感约为250μH，输出滤波电容为147μF。

2、分析和设计了开关电源的控制回路电路，开关电源各种功能的实现决定于控制电路，文中优化选取了PWM芯片UC3825与功率开关管6N80。本文还对输入及输出整流滤波器进行了分析设计，降低了损耗，减小尖峰干扰，提高了输出电压质量。

3、进一步研究设想：本系统的开关变换器的工作原理使用的是PWM，即脉宽调制法（PulseWidthModulation），这种方式中，电子开关按外加的控制脉冲信号而通断，与本身流过的电流、二端所加的电压无关，称为硬开关，硬开关这种工作方式由于在开通和关断的过程中，开关上同时存在电压、电流，损耗比较大。为了克服这种损耗，我们可以用软开关来代替上述的硬开关，软开关是使开关在两端电压为零或电流为零的情况下开通或截止，损耗理想值为零，所以，利用这种技术的零电压开通（ZVS）和零电流关断（ZCS）己经成为研究的热门。为了提高系统的效率，应采用有源功率因数校正。

4.3 小结

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本章介绍了高频开关电源整流滤波电路部分。整流滤波电路部分与高频开关电源的性能密切相关，直接影响输出电压的质量。主电路部分是高频开关电源的躯干部分，其功能实现的优劣还有赖于电路中的控制电路与保护电路部分。控制电路与保护电路部分设计得好与坏，将直接影响整个系统的性能。因此，在下一章节中，将介绍控制电路部分的设计。

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