NCP1216A NCP1252做正激设计应用_3842正激课程设计

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离线控制器NCP1216A

PWM电流模式高功率控制器通用离线用品

坐落在SOIC-8或PDIP-7封装，NCP1216代表基于控制器的NCP1200的一个增强版本。由于其高的驱动能力，NCP1216驱动大栅极电荷的MOSFET，连同内部斜坡补偿和内置的频率抖动，缓解现代化的AC-DC适配器的设计。其内部结构在不同的固定频率操作，控制器用品本身，避免了从高电压轨需要一个辅助绕组。自然，此功能简化了设计在某些特定的应用程序，例如任务电池充电器或电视机。电流模式控制提供了一个极好的音频输入易感性和固有的脉冲，脉冲控制。内部斜坡补偿容易采取防止次谐波振荡放置在连续传导模式设计。当电流给定值低于一个给定值，例如输出电力需求减少，IC自动进入所谓的跳周期模式，在轻负载条件下提供出色的效率。发生这种情况，因为在用户可调的低峰值电流，没有声噪声。的NCP1216具有高效的保护电路，这存在下的过电流状态关闭输出脉冲，而设备进入安全突发模式，试图重新启动。一旦默认已消失，器件自动恢复。特点

•无需辅助绕组操作 •电流模式控制，具有可调跳周期能力 •内部斜坡补偿 •有限公司50％的占空比（NCP1216A只有）•内置1.0 ms软启动（NCP1216A只有）•内置的频率抖动更好的EMI签名 •自动恢复内部输出短路保护 •极低的空载待机功耗

•500 mA峰值电流能力 •固定频率为65kHz的频率版本，100千赫，133千赫 •内部温度关机 •直接光耦连接

•SPICE模型可用于瞬态和AC分析 •引脚对引脚兼容与NCP1200系列 •这些是无铅和无卤化物设备

典型应用

•高功率AC-DC转换器，用于电视，机顶盒等。•离线适配器的笔记本电脑 •电信DC-DC转换器 •所有的电源供应器

本文描述,將NCP1216A用於單端正激變換器的設計程序,用於通訊系統.輸入電壓範圍:36~72V DC 輸出功率30W 12V 2.5A 效率要求 >85% 輸入輸出隔离電壓為1500V.NCP1216A是一個適合於此的合適的選擇,這是由於: 50%最大占容比工作.正激式變換器通常都將占空比限制於50%,由於電壓復位值強制於等于輸入電壓.(1:1)因此不得超過50%,以防磁芯飽合.無輔助繞組工作.用D(動態自供電方式)允許NCP1216A直接從高壓線路供電,而不用Vcc.當然也可以選用輔助繞組.500mA峰值電流驅動能力.NCP1216A可直接驅動功率MOSFET,可不用附加驅動級,如果選擇的MOSFET栅驅動超出D能力,則必須加輔助繞組供電.電流型工作.逐個周期的初級電流監視,以消除任何因二次側短路及過流造成的飽合 直接光耦反饋連接 應用中,輸入輸出之間隔离,加一光耦即可,省去好多元件.极低的空載功耗.很易實現當今對綠色電源的空載功耗的要求.短路保護.用監視反饋端的激活與否,NCP1216A易如反掌地實現二次短路保護.耦合問題消除了對槽路的需求.35W DC/DC 的技術規範.Vimin 36V Vmax >72V

Vout 12V

Iout 3A

f = 100KHz No Load 48V

變換器接線簡述 C1,C2,C3及L1為輸入濾波網絡.D3,C5及R5為初級吸收回路,與此同時,加了去磁繞組以

极大地降低損耗.D1,R2,R3為電流互感器網路元件.這幾步使總效率在小功率情況下>85%.IC1為主控電路,二次側D4A及D4B為整流及回流二极管.電容C6提供共模電流回路(隔直電容),R7~R10,C12,TL431光耦.IC2組成隔離反饋網絡.保持輸出電壓穩定.吸收電路R6,C7,接電感L2兩端,此為防高頻振蕩.L2,C8,C9,C10為輸出濾波.L3及C11為再次濾波.以減少高頻噪聲.各部分設計過程如下: 主變壓器設計 在正激變換器中,其磁芯要確保加輸入電壓到初級繞組.它建起磁通φ.它通過初次級繞組,用法拉弟定律.E=N.dφ/dt,此處E為N匝繞組感應電壓,以產生磁通φ.此外加上輸入電壓僅在ton時間,由此用伏秒积的方式:

有: Ae 磁芯有效截面積.β

磁芯的磁通密度 這樣最高磁密Δβmax及初級峰值磁化電流Ipeax由初級電感L1及最高輸入電壓根據(2),(3)式給出.此處:Vin----最大輸入電壓

L1----初級繞組電感

Fop----工作頻率 Dmax----最大占空

Np----初級匝數 初級的磁化電流不參與能量傳輸,卻在初級繞組和開關中造成損耗,當開關關斷時,變压器磁芯必須復位.為讓其磁芯復位,要加一復位電路.磁化電流Imag要保持較小值,遠小於初級電流.磁密Δβ選擇要與磁芯材料的飽合磁密βmax相適應.還要放虙磁滯效率.磁芯溫升帶來的變化.此外,磁密隨頻率的升高會下降,建議在高頻時(>100KHg),選在0.15~0.2T.如果選擇更高磁密,損耗會增加.初級繞組匝數按下式計算.:

對EFD-25,磁芯,其截面Ae=58mm2.Vin max=80V f=100KHz 選Δβmax=0.2T最大Dmax=0.5,於是求出Np=35.復位繞組匝數取決於應力設計,復位繞組匝數低於主繞組時,主功率Mos漏极電壓會低於2*Vin max但是.這會限制最大占空比.使之少於50%.傳统上,復位繞組匝數若大於主繞組,最大占空比會增加,但MOSFET電壓應力將大於2*Vin max.綜合上述,習慣上選擇復位繞組匝數與主繞組匝比為1:1,這一點很重要,即復位繞組要與主繞組繞制時緊密耦合.若兩繞組間漏感較大,則會影響整體轉換效率.而二次繞組匝數Ns由下式求出.Vout----輸出電壓 Vf----整流器正向壓降 Vin min----最低輸入電壓 對於EFD-25,可得出Ns=25.初次級繞組必須注意防止趋膚效應(SKIN),可用幾種方法解決.一是多根導線並聯,對應頻率下的最大導線直徑由下式求出.所選初次級導線整個截面積由整個輸出功率及允許的溫升決定,電流密度大於2~3.5A/mm2.若用風冷,電密可以到5~6A/mm2 復位繞組可用一根細導線繞出即可,給出的去磁電流很小.在某些情況下,加入一小點氣隙在變壓器磁芯中,這可以大幅度減小磁芯的剩磁.Br.防止磁芯飽合,便會影響一點效率,會使磁化電流加大,此外會使Vcc繞組接成flybeck時產生穩定的Vcc.輸出濾波電感設計.輸出電感值的選擇取決於可接受的紋波電流的水平.要求小紋波時,可選大電感值,另一方面,電流紋波時.就必須用大的輸出電容.以減小紋波電壓.實際上限制紋波電流在10~20%.的平均電流,最大電流紋波ΔImax出現在50%占空比時,由下式給出.此處:Vsec max----二次繞組電高電壓

L2----L2的電感量.在NCP1216A中,用了100MH電感,最大輸出紋波電流為ΔImax=2.0A,這相對較高,便可減小電感尺寸.輸出電容值要選擇得在最大允許的輸出電壓時流過RMS電流產生最小的紋波電壓.電流互感器的設計.電流互感器.用於取代電流檢測電阻減小功耗.在此處大約減小了三瓦的功耗.采用電流互感器功耗大約只有0.05W.(50mw),其缺點是產生電流誤差.它由此互感器產生.會降低電流檢測的準確性.互感器二次繞了38匝,用於NCP1216A,初級為1匝銅片.峰值電流I 2pk由下式求出

此處 I 1pk為峰值電流(功率開關的)

Ns為二次繞組匝數.Imag pk為磁化電流峰值.圖2示出電流互感器的實用電路,峰值磁化電流由(9)式給出:

此處:Vcs th max電流檢測輸入的最大電壓阈值.Ls----二次繞組的電感值.電流檢測電阻的阻值Rsonse由(10)式求出:

NCP1216A前沿消隱電路(LEB)容許設計一個RC网絡在開關開啟時.抑制電感尖峰.初級RCD箝位電路及電感箝位網絡設計.由於繞制工藝導致的初次級繞組間的漏感決不會為0.儲存在此漏感中的能量(在ton時)會在開關關斷時產生大的尖刺.為保護功率開關不被尖刺破壞,.加一個RCD网絡.這些元件值不僅取決於漏感值,還與反射電壓,PCB佈局的寄生參數及RCD電容直接相關.RCD箝制功耗由(11)式給出.此處:Lleak----漏感值

Vclamp----箝位電壓值

Vrefl----反射電壓值(Vrefl=Vin max)箝位元件值的選擇由下式給定:

此處:Vipple為箝位電容上的紋波電壓.一個RC吸收网絡,接到電感L2抑制寄生振蕩,此振蕩常發生在回流及整流二极管工作交替階段.調整环的設計 采用TL431並聯式穩壓器作回饋.光耦提供好的隔离,輸出電壓設置由下式給出:

流過光耦LED的最大電流由電阻R7決定,TLV431內部功耗很低.這樣不同旁路電阻給LED.電阻R8及C12用於反饋環的補償网絡.最佳數值可由反饋的響應網絡測量..更新于2012-07-16 04:17:51 文章出处:互联网

双开关 转换器 原理

单开关(或称单晶体管)正激转换器是一种最基本类型的基于变压器的隔离降压转换器，广泛用于需要大降压比的应用。这种转换器的优点包括只需单颗接地参考晶体管，及非脉冲输出电流减小输出电容的均方根纹波电流含量等。但这种转换器的功率能力小于半桥或全桥拓扑结构，且变压器需要磁芯复位，使这种转换器的最大占空比限制在约50%。此外，金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)开关的漏电压变化达输入电压的两倍或更多，使这种拓扑结构较难于用在较高输入电压的应用。

正激转换器中，变压器的磁芯单方向磁化，在每个开关周期都需要采用相应的措施来使磁芯复位到初始值，否则励磁电流会在每个开关周期增大，经历几个周期后会使磁芯饱和，损坏开关器件。相对而言，如果有磁芯复位，电流就不会在每个开关周期增大，电压会基于励磁电感(Lmag)反相并使磁芯复位。图1以单开关正激转换器为例，简要对比了无磁芯复位与有磁芯复位的电路图及励磁电感电流波形。

有3种常见的标准磁芯复位技术，分别是三次绕组，电阻、电容、二极管(RCD)钳位和双开关正激。三次绕组磁芯复位技术的电路示意图参见图1b)，这种技术能够提供大于50%的占空比，但开关Q1的峰值电压可能大于输入电压的2倍，而且变压器有三次绕组，使变压器结构更复杂。RCD钳位磁芯复位技术也能使占空比大于50%，但需要写等式和仿真，以检验复位的正确性，让设计过程更复杂。RCD钳位技术的成本比三次绕组技术低，但由于复位电路中的钳位电阻消耗能量，影响了电源转换效率。

图1：正激转换器不带磁芯复位与带磁芯复位之对比。

与前两种磁芯复位技术相比，双开关正激更易于实现，而且开关Q1上的峰值电压等于输入电压，降低了开关所承受的电压应力。这种技术需要额外的MOSFET(Q2)和高端驱动器，且需要2个高压低功率二极管(D3和D4)，参见图2。双开关正激技术的每个开关周期包含3步：第1步，开关Q1、Q2及二极管D1导通，二极管D2、D3及D4关闭；第2步，开关Q1、Q2及二极管D1关闭，而二极管D2、D3及D4导通；第3步，开关Q1、Q2及二极管D1仍然关闭，二极管D2仍然导通，而二极管D3及D4则关闭。

图2：双开关正激转换器电路原理图。

当然，采用这种技术后，转换器就成了双开关正激转换器，它不同于单开关正激转换器，不需要特殊的复位电路就可以保证可靠的变压器磁芯复位，可靠性高，适合更高功率等级。

NCP1252双开关正激转换器演示板规格概览

NCP1252是安森美半导体新推出的一款改进型双开关正激转换器，适合于计算机ATX电源、交流适配器、UC38XX替代及其它任何要求低待机能耗的应用，相关能效测试结果将在后文提及。这器件也是一种固定频率控制器，带跳周期模式，能够提供真正的空载工作。此外，NCP1252具有可调节开关频率，增强设计灵活性；还带有闩锁过流保护功能，能够承受暂时的过载。其它特性还包括可调节软启动时长、内部斜坡补偿、自恢复输入欠压检测等。

NCP1252与市场上不含输入欠压检测、软启动及过载检测的UC384x系列器件相比，提供这系列器件所不包含的这些功能(额外实现成本为0.07美元)，降低成本并提升可靠性。

安森美半导体基于NCP1252构建的演示板规格包括：

       

输入电压范围：350至410 Vdc；

输出电压：12 Vdc，精度±5%；

额定输出功率：96 W(8 A)；

最大输出功率：120 W(每分钟持续5秒)；

最小输出功率：真正空载(无假负载)；

输出纹波：50 mV峰值至峰值；

最大瞬态负载阶跃：最大负载的50%；

最大输出压降：250 mV(5 µs内从输出电流=50%到满载(5 A到10 A))。

NCP1252应用设计：功率元件计算

1)变压器匝数比、占空比及励磁电感

首先计算变压器在连续导电模式(CCM)下的匝数比N。

根据等式(1)可以推导出等式(2)：

(1)

(2)

其中，Vout是输出电压，η是目标能效，Vbulk min是最小输入电压(即350 Vdc)，DCmax是NCP1252的最大占空比，N是变压器匝数比。

相应我们也可以验证出高输入线路电压(410 Vdc)时最小占空比，见等式(3)：

(3)

为了恰当地磁芯复位，需要极小的励磁电流来对绕组电压反相。根据经验法则，励磁电流为初次峰值电流(Ip_pk)的10%。其中，Ip_pk取值0.94，这数值的计算过程参见后文。变压器励磁电感的计算见等式(4)：

(4)

2)LC输出滤波器

首先选择交越频率(fC)。因开关噪声缘故，fC大于10 kHz时要求无噪声布线，难于设计。故不推荐在较高的频率交越，直接选定fC为10 kHz。

如果我们假定由fC、输出电容(Cout)及最大阶跃负载电流(ΔIout)确定出ΔIout 时的最大压降(Vout)为250 mV，我们就能写出下述等式：

(5)

(6)

我们选择的是2颗松下FM系列的1,000 µF@16 V电容。从电容规范中解析出：

Ic,rms=5.36 A @ TA=+105 ℃

RESR,low = 8.5 mW @ TA = +20 ℃

RESR,high = 28.5 mW @ TA =-10 ℃

接下来，以DIout = 5 A 来计算DVout，见等式(7)：

(7)

这里有一个经验法则，就是选择等式(6)计算出来的值一半的等效串联电阻(ESR)电容：RESR,max = 22 mW @ 0 ℃。这个规则考虑到了电容工艺变化，以及留出一些电源在极低环境温度条件下启动工作时的裕量。

最大峰值到峰值电流(ΔIL)的计算见等式(8)：

(8)

要获取输出电感值，我们能够写出关闭时间期间的降压纹波电流等式：

(9)

对等式(9)进行转换，就可以得到等式(10)，最终我们选择27 µH的标准值。

(10)

输出电容的均方根电流(ICout,rms)计算见等式(11)：

(11)

其中，额定电感时间常数(τ)的计算见等式(12)：

(12)

3)变压器电流

经过一系列计算(详细计算过程参见参考资料3)，可以得到：次级峰值电流(IL_pk)为11.13 A，次级谷底电流(IL_valley)为8.86 A，初级峰值电流(Ip_pk)为0.95 A，初级谷底电流(Ip_valley)为0.75 A，初级均方根电流(Ip,rms)为0.63 A。

4)MOSFET

由于NCP1252是双开关正激转换器，故作为开关的功率MOSFET的最大电压限制为输入电压。通常漏极至源极击穿电压(BVDSS)施加了等于15%的降额因数，如果我们选择500 V的功率MOSFET，降额后的最大电压应该是：500 V x 0.85 = 425 V。我们选择的功率MOSFET是采用TO220封装的FDP16N50，其BVDSS为500 V，导通阻抗(RDS(on))为0.434 Ω(@Tj=110℃)，总门电荷(QG)为45 nC，门极至漏极电荷(QGD)为14 nC。

MOSFET的导电损耗、开关导通损耗计算见等式(13)到(14)：

(13)

(14)

其中，交迭时间(Δt)由下列等式计算得出：

(15)

MOSFET的开关关闭损耗见等式(16)：

(16)

其中，交迭时间(Δt)由下列等式计算得出：

(17

因此，MOSFET的总损耗为：

Ploes=Pcond+PSW,on+PSW,off=173+149+324=646 mW(18)

5)二极管

次极二极管D1和D2维持相同的峰值反相电压(PIV)，结合二极管降额因数(kD)为40%，可以计算出PIV，见等式(19)：

(19)

由于PIV

二极管导通时间期间的导电损耗为：

Pcond,forward=IoutVfDCmax=10x0.5x0.45=2.25 W(20)

关闭时间期间的导电损耗为：

Pcond,freewheel=IoutVf(1-DCmin)=10x0.5x(1-0.39)=3.05 W(21)

NCP1252应用设计：NCP1252元件计算

1)用于选择开关频率的电阻Rt

采用一颗简单电阻，即可在50至500 kHz范围之间选择开关频率(FSW)。假定开关频率为125 kHz，那么我们就可以得到：

(22)

其中，VRt是Rt引脚上呈现的内部电压参考(2.2 V)。

2)感测电阻

NCP1252的最大峰值电流感测电压达1 V。感测电阻(Rsense)以初级峰值电流的20%余量来计算，其中10%为励磁电流，10%为总公差：

(23)

(24)

3)斜坡补偿

斜坡补偿旨在防止频率为开关频率一半时出现次斜坡振荡，这时转换器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓扑结构，重要的是考虑由励磁电厂所致的自然补偿。根据所要求的斜坡补偿(通常为50%至100%)，仅能够外部增加斜坡补偿与自然补偿之间的差值。

目标斜坡补偿等级为100%。相关计算等式如下：

内部斜坡：

(25)

初级自然斜坡：

(26)

次级向下斜坡：

(27)

自然斜坡补偿：

(28)

由于自然斜坡补偿低于100%的目标斜坡补偿，我们需要计算约33%的补偿：

(29)

(30)

由于RcompCCS网络滤波需要约220 ns的时间常数，故：

(31)

4)输入欠压电阻

输入欠压(BO)引脚电压低于VBO参考时连接IBO电流源，从而产生BO磁滞。

(32)

(33)

NCP1252演示板图片及性能概览

NCP1252演示板的详细电路图参见参考资料2,其顶视图和底视图则见图3。

图3：NCP1252演示板的顶视图及底视图。

在室温及额定输入电压(390 Vdc)条件下，NCP1252演示板不同负载等级时的能效如图4所示。从此图可以看出，负载高于40%最大负载时，工作能效高于90%。这演示板还能藉在转换器次级端同步整流，进一步提升能效达几个百分点。

图4：NCP1252演示板在室温及额定输入电压(390 Vdc)条件下的能效图。

如前所述，NCP1252提供软启动功能，其中一个目标应用就是替代UC38xx。NCP1252有一个专用引脚，支持调节软启动持续时间及控制启动期间的峰值。

另外，NCP1252的待机能耗性能也很突出。这器件能藉将输入欠压(BO)引脚接地来关闭，而关闭时VCC输入端汲入的电流小于100 µA。

总结：

本文介绍了正激转换器磁芯复位技术的原理，比较了三次绕组、RCD钳位及双开关正激等常见的磁芯复位技术，分析了双开关正激转换器的优势，并结合安森美半导体基于双开关正激磁芯复位技术的NCP1252固定频率控制器，分享了这双开关正激转换器的应用设计过程。该器件集成了输入欠压检测、软启动及过载检测等众多特性。测试结果显示，NCP1252提供极高的工作能效和极低的待机能耗，适合UC38xx替代、ATX电源、适配器及其它任何要求低待机能耗的应用。