一维相控阵研究小结_课题研究的阶段小结

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一维相控阵研究小结

by 中测微格研发部 @20150828

一维相控阵与单脉冲阵要求：

1、工作频率：34.6——35.4GHz

33.4~36 ka波段

2、极化方式：右旋圆极化

3、天线尺寸：300X100mm（厚度暂定为40mm）

4、方位波束宽度：2度

5、俯仰：共8条，要求正负30度角扫描（即100mm的方向，8行，每一行一个输出口，8行作相控一维扫描）

6、方位副瓣电平：不大于-24dB7、俯仰副瓣电平：不大于-15dB8、天线增益：要求29dB9、轴比：不大于3dB10、驻波比：不大于211、单脉冲阵：35.5——36GHz, 俯仰100mm的尺寸，在原有8条一维相扫阵的前提下，要求额外增加2排组成天线阵，实现一维的方位和差

预研问题：

设计思路：相控阵由8行组成，总体增益指标为29dB, 故需先研究1行的结构形式，使其增益＞20dB, 并使其余指标满足上述需求。

调研天线形式：综述ka波段相控阵相关资料，波导缝隙天线具有高增益、高功率、低副瓣特点，故本方案选取基于波导缝隙理论的天线形式实现设计。圆极化产生机理：圆极化由相互垂直的两个方向电场相差90°相位实现。故要么开缝隙交叉激励成两个相垂直方向的空间场，要么由缝隙线极化场经极化转换器形成圆极化。

天线的结构形状及尺寸：本方案选择波导材料为8mm标准波导BJ320/WR28型，内截面波导尺寸a=7.112mm,b=3.556,壁厚t=1mm。结构如图1所示。同时，取中心频率f=35GHz计算,可计算工作波长lmd=8.57mm,波导波长lmdg=10.74mm。结合指标设计要求方位波束宽度2°，可计算出线阵长度L=51/HP*lmd≈219mm。为保证各单元的激励同相，取缝隙间距d=lmdg/2，(其中d=0.6265lmd)可知阵元个数为N=L/d≈40。缝隙长度初始值取lmd/2,宽度参考文献取w=0.4mm。

馈电方式：波端口激励、对称馈电，为实现较高带宽，拟设计功分器，利用功分器对阵元分节馈电。

图1 波导结构

设计过程：

1、线阵：

前期尝试经验表明，仅是依靠在单根波导上开交叉缝隙实现圆极化的方案增益很难达到要求，因此本文采用缝隙线极化+波导极化转换器形成圆极化的思路，同时，波导极化器的尺寸（a_p×b_p×h_p）受截止频率和设计要求间距尺寸双向制约。即要求d＞a_p＞b_p＞lmd/2。

本文采用的模型结构如图2：

（a）俯视图

（b）侧视图

图2 缝隙激励接极化器模型结构图

因极化波导尺寸制约，选择宽边开纵缝形式；极化波导与缝隙成45°夹角。方位副瓣抑制：利用切比雪夫阵列综合或泰勒综合方法，计算出满足副瓣要求的阵元理论电流分布。由宽边纵缝的导纳公式，计算各单元纵缝的偏移量pxi。

轴比：由极化波导尺寸决定。极化波导宽窄边a_p，b_p确定后，可通过调节高度h_p和旋转角度来修正轴比。

APDS优化：前期设计都是各个部件分开设计与尝试性优化，阵列综合采用理论公式推算而未考虑互耦、极化波导等各种次要因素的影响。接下类采用我公司的APDS并行云计算优化系统，以前期的设计结构为初始值，进一步在完整环境下优化模型各结构尺寸，使获得最佳性能。阶段建模成果如下：

图3 天线增益f=35G NameXY16.00m20.00001.338514.00XY Plot 41DPHA_sll_828Curve InfodB(AxialRatioValue)Setup1 : LastAdaptiveFreq='35GHz' Phi='0deg'12.00dB(AxialRatioValue)10.008.006.004.002.00m20.00-200.00-150.00-100.00-50.00 0.00Theta [deg]50.00100.00150.00200.00 图4 天线轴比f=35G

图5 天线3D方向图 f=35G 线阵小结：

副瓣电平目前为-19dB，需通过APDS进一步优化结构尺寸以使获得更佳效果。驻波需考虑匹配。

带宽的拓宽考虑结合功分器对线阵分节馈电。

2、和差器

单脉冲阵的和差器采用双层魔T结构如图6。和网络在上层，通过内置销钉改善驻波；差网络在下层，通过缝隙耦合使输出端口1和输出端口2等幅反相，调节缝隙位置、结构尺寸并利用金属阶梯改善驻波。

和差器分别产生在两输出端口的相位见图7。

（a）俯视图

（b）侧视图 图6 双层魔T结构

图7 端口相位 0.00XY Plot 41DPHA_hc_829Curve InfodB(S(h,h))Setup1 : Sweep-5.00dB(S(c,c))Setup1 : Sweep-10.00Y1-15.00-20.00-25.0034.5034.7535.0035.25Freq [GHz]35.5035.7536.00 图8 和差端口反射系数

-68.75XY Plot 61DPHA_hc_829Curve Info-70.00dB(S(c,h))Setup1 : Sweep-71.25dB(S(c,h))-72.50-73.75-75.00-76.25-77.5034.5034.7535.0035.25Freq [GHz]35.5035.7536.00 图9 和差端口隔离度

和差器小结：

本方案模型能实现信号和差功能，具有良好的隔离度，和端口反射系数较好，差端口反射系数需进一步优化匹配。

3、功分器

功分器设计采用波导缝隙耦合结合金属阶梯匹配的形式，拟将线阵天线分为4节，分节馈电。功分器结构如图10所示，S参数性能见图11。4个输出端口较输入衰减6dB,较好的实现一分四等分功能。

（a）侧视图

（b）正视图 图10 功分器结构

图11 功分器S参数

下阶段展望：

1、优化和差网络使差端口实现宽带匹配。

2、进一步通过APDS软件优化，降低方位副瓣电平，并综合优化天线整体性能。

3、将功分器和线阵结合，在线阵辐射波导内引入匹配网络，拓展带宽。

4、大规模组阵，全变量优化相控阵性能。

5、优化单脉冲天线结构及性能。

参考资料：

[1]《圆极化波导缝隙天线研究_刘巍》

[2]《波导缝隙天线极化特性分析与关键技术研究_李晓川》 [3]《Ka波段波导缝隙天线设计与分析_张念启》 [4]《Ka波段圆极化单脉冲天线_刘伟》 [5]《相控阵天线手册》 [6]《天线手册》, 等

附-前期尝试：

首先，研究了波导激励下的内部表面电流分布，如图12：

图12 波导内表面分布图

之后研究了开单个缝隙单元的增益，约为5dB,基本与文献[3]所述吻合。然文献[3]研究对象为线极化天线。于是结合文献[1]、[2]、[4]本文研究了右旋圆极化的实现形式：

·十字缝隙（模型增益较低，圆极化轴比需研究改善方法）

试验模型波导长取10个波导波长，为107.4mm，开槽及内表面电流分布如图13所示。然而此种模型增益较低，如图14。

图13 十字缝隙模型A及内表面电流分布

图14 模型A的增益

·分离“人”字缝隙（可实现圆极化，增益不高）

图15 分离“人”字缝隙模型B及内表面电流分布

图16 模型B的增益 ·缝隙+喇叭极化（增益提高显著，但受限于结构尺寸选取d=lmdg，出现栅瓣）

图17缝隙+喇叭极化模型C

图18模型C的增益

前期尝试方案小结：

（1）若只是考虑在波导上开缝无法实现最终增益要求。

（2）采用开缝+喇叭极化的方式，在增益上，可以满足指标要求。但栅瓣的抑制是本问题的难点。

（3）馈电方式也需具体研究。